车载逆变电源的设计及仿真毕业设计.docx
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车载逆变电源的设计及仿真毕业设计
车载逆变电源的设计及仿真毕业设计
第1章绪论
1.1课题背景
随着社会的发展，我们已步入了一个“移动”的时代，移动通讯、移动办公、休闲和娱乐等在我们的生活中随处可见。
汽车已由最初的代步工具逐渐发展到现在集办公娱乐于一体的交通工具，这个“移动的家”给人们的生活带来了更多的乐趣。
目前很多车主“车家一体化”想法日益明显，在车上装备DVD音响系统、车载冰箱、车载电视，使用手机、笔记本电脑等电子产品。
目前常用的电器产品，除了可用电池或蓄电池供电的低压直流电外，更多的需要220V的交流电供电。
车载逆变器将12V或24V低压直流转换成220V/50Hz交流电供一般的电器使用，是一种方便的车用电源转换器。
车载逆变器在国外受到了普遍的欢迎，在国外由于汽车普及率较高，将车载逆变器直接与汽车点烟器或蓄电池连接，就可以供一般的电子产品使用，给人们的生活带来很大的便利。
自从中国加入WTO，汽车普及率日益提高，车载逆变器作为移动中使用的直流．交流电源转换器，将会成为有车一族的必备品。
同样车载逆变器和家用的蓄电池及充电器，就可以组成一套平民化的家庭备用电源方案。
此外，车载逆变器不仅适用于车载系统，只要有12V直流电源的场合，都可以使用。
例如在远离电网的山区及游牧民族生活区，可以利用太阳能电池板及蓄电池和充电器，再配备相应输入电压等级的车载逆变器就可以组成一个独立的光伏发电系统。
白天太阳能电池板通过充电器给蓄电池充电，将太用能转化成化学能存储在蓄电池中，晚上将蓄电池接逆变器，可以用于日常的照明、看视等生活用电。
作为车上或家庭使用的电源转换器，其性能十分重要，不仅关系到用电电器和整车线路的安全，还关系到驾驶者和使用者的人身安全。
因此，开发一款高性能的车载逆变器具有一定的实用价值和广阔的市场前景。
[1]
1.2研究现状和发展方向
目前市场上常见的车载逆变器按功率等级大致可以分为75W、100W、150W、300W、500W、800W、1000W、1500W、2000W、2500W等规格。
车载逆变器的输入为汽车点烟器或蓄电池，一般汽车点烟器10A左右的电流，故点烟器输出的功率约为150W。
对于功率等级小于150W的车载逆变器可以直接由点烟器供电，大于150W功率等级时需直接从车载蓄电池供电，否则会因过流烧毁汽车配件及保险丝。
随着车上使用的电器种类增多，对车载逆变器的容量提出了更高的要求，小功率150W及以下规格的车载逆变器已经不能满足人们需求，中大功率的车载逆变器是今后的发展趋势。
车载逆变器所带的负载通常为以下几类：
第一类：
整流性负载，如笔记本电脑、各种充电器、组合式音响、数码相机、打印机、游戏机、影碟机、移动DVD；第二类：
电阻性负载，如小型电热器具，电热杯等；第三类：
感性负载，车载冰箱、照明灯、电转等电动机型的电器。
车载逆变器按输出电压波形主要可以分为两种：
方波和正弦波。
方波逆变结构简单，控制方便，但方波逆变输出电压谐波含量高，同时带负载能力较差且对使用电器寿命影响较大。
随着负载增大，方波中包含的三次谐波分量使负载电流容性分量增加，严重时会损耗逆变器输出滤波电容。
最初采用简易的多谐振荡器制作的车载方波逆变器，输出功率小，带负载能力差，已逐步被市场淘汰。
近年来提出了准正弦波逆变（即修正正弦波），可以带电阻和整流桥负载，满足了日常大部分电子产品的要求，效率较高，最高效率约为90％，价格适中，是当前市场的主流产品。
但是准正弦波其本质是带死区时间的方波，仍然不能满足车载冰箱、日光灯、电风等感性负载的要求。
一些精密的设备和感性负载类的电器必须要正弦波供电才能工作，否则，轻则电器设备不能正常工作，重则造成损坏用电设备或大大缩短车载逆变器的寿命。
正弦波逆变，弥补了方波逆变的不足，适合任何类型的负载，但是控制相对复杂，效率较低，因此高效率正弦波车载逆变器日益成为一种需求。
[2]综上所述，作为车载电源转换器，针对其特定的应用场合，必须具有满足以下几个方面的要求：
1、安全可靠、效率高，特别是对于功率较大的车载逆变器，对效率的要求更加苛刻。
如果发热严重，散热不佳，轻则影响元件的寿命，重则存在火灾的隐患；此外，蓄电池除了接逆变器外还可能直接给直流负载供电，从人身安全角度考虑，逆变器输入输出需要隔离。
2、带负载能力强，满足各种常见的用电设备对电源的要求。
3、体积小，由于汽车内部空间有限，因此要求车载逆变器体积不能过大而影响汽车的驾驶，故再次对逆变器的效率提出了要求，以减小散热器的体积。
4、为了保证汽车的正常启动，各种仪表指示，确保蓄电池不能过度放电，必须设有相应的欠压保护；此外当逆变器出现异常时能够迅速的切断输出，防止因故障影响蓄电池及逆变器的寿命或火灾的发生。
5、噪声小，不能因其带来的噪声影响了使用的舒适度。
1.3车载逆变电源系统结构
图1-1车载逆变电源系统框图
图1-1为车载逆变电源的系统框图，直流输入DC12V电压经过高频升压电路并经过整流电路后输出DC380V。
DC380V再经过逆变输出AC220V50Hz。
其中高频升压的电路的控制通过芯片SG3525A实现。
交流逆变部分的SPWM波的生成通过U3988芯片实现。
电路中具有过/欠压等保护电路以及报警电路。
其中过/欠压检测电路通过检测汽车蓄电池的电压，并将其反馈给SG3525A实现对电路及蓄电池的保护。
过流检测电路检测负载端的电流并将信号反馈给SG3525A实现对电源的保护。
直流稳压电路检测直流输出将信号反馈给SG3525A以调节脉冲波得宽度实现稳压功能。
交流稳压电路检测输出的正弦波将信号反馈给U3988是输出正弦波幅值稳定。
同时U3988还具有报警功能，将其引脚接到LED及蜂鸣器。
可以显示逆变器的工作状态及故障信息。
1.4本文主要研究内容
第一章，阐述了车载逆变电源的应用背景、研究现状和发展方向。
对整个车载逆变电源的系统结构进行了说明。
第二章，分析了车载逆变电源的主电路拓扑结构，采用了前级逆变升压，后级SPWM调制逆变电路，并对其工作原理进行说明。
同时也进行了主电路参数的设计，并建立了小信号模型。
第三章，介绍了车载逆变电源的控制策略。
前级DC/DC变换器采用SG3525A，后级采用U3988输出高精度的SPWM波对逆变电路进行控制，其中DC/AC变换电路开关管的驱动采用IR2110芯片。
通过输出电压检测将信号反馈给SG3525A及U3988以实现输出电压的稳定。
第四章，对保护电路进行了设计，包括过压检测、欠压报警及欠压自动保护电路、过流检测电路等。
以保证用电设备与电源的安全。
第五章，电路仿真分析。
第2章主电路设计
对于主电路的设计主要采用前级逆变升压，后级逆变的电路结构，本章对电路拓扑进行了说明，对主电路参数进行了设计。
下面详细叙述。
2.1DC/DC变流器工作原理
要完成DC12V到AC200V/50Hz的电源转变，首先要想办法把DC12V的低压电源转变为相对较高的电压源（DC380V左右），因为只有这样才能进一步将其转换为国内普通电器通用的AC220V电源。
逆变升压电路我们采用了现在较为流行的开关电源设计方式一PWM（脉冲宽度调制）技术，这使得变换器能够具有效率高、调压方便灵活、体积小、重量轻等优点。
2.1.1DC/DC变换器拓扑结构
图2-1DC/DC变换器拓扑结构
图2-1给出了“推挽逆变—高频变压—全桥整流”变换器的基本电路拓扑。
通过控制两个功率开关M1和M2以相同的开关频率交替导通，每个功率开关的占空比相等且均小于50%，留出一定死区时间以避免M1和M2同时导通，将直流输入电压变成高频方波电压，通过高频变压器进行升压，再经过次级全桥整流、滤波后得到所期望的直流电压。
由于功率开关可承受的最小反向电压为输入直流电压的两倍，而电流为额定电流，所以推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。
推挽式电路的优势在于提高了电压利用率和磁芯利用率而又不增加开关数量。
这种拓扑结构也是正激变换器的一种组合演化形式。
由于两个开关管交替工作使磁芯双向磁化因而不需要专门的去磁复位环节。
由于开关管交替工作时加在原边绕组上的是输入电源电压，因此这种电路的电压利用率与桥式电路一样。
开关转换过程中的能量转移过程也与桥式变换器类似。
与桥式、半桥式电路相比，推挽式电路的主要缺点主功率管开关上承受的电压高达两倍的输入电压。
如果考虑杂散电感造成的尖峰电压，那么开关所承受的电压还要高。
另外，变压器的初级绕组比全桥式电路多了一倍，增加了材料成本和制作难度。
可见推挽式电路的电源电压利用率高的优点是用开关承受高电压的代价换来的。
2.1.2PWM控制技术的工作原理
PWM（PulseWidthModulation的缩写）技术即脉冲宽度调制技术，它是指工作频率恒定不变（即工作周期不变），通过改变功率开关导通时间或截止时间来改变占空比的方式达到最终调节输出电压的目的[3]。
SG3525A工作原理是：
由产生锯齿波发生器一个固定频率，脉冲幅度恒定的一串锯齿波V1，并送到比较器的反相端。
在反相运算放大器的同相输入端（+），接上幅度恒定的参考电压，在它的反相输入端（-），送入幅度可调的直流电平，该输入信号经过运算放大器放大后，在其输出端产生一个直流电压V2。
电压V2又被送到比较器的同相端（+）。
这样在比较器的输出端。
由于0—t1期间，V2的幅度大于锯齿波的幅度，这样在比较器的输出端将产生一个宽度为0—t1的脉冲。
反之，在t1—t2期间，由于锯齿波的幅度大于直流电平V2，在比较器的输出端，将输出低电平。
依次类推，在比较器的输出端将输出一串宽度为
的矩形电压脉冲。
显然，只要将运算放大器的输出电压V2提高，则比较器输出的电压脉冲宽度将随之增宽。
这是由于随着V2的增大，V2幅度大于锯齿波V1，幅度的持续时间将增大，因此在比较器的输出端输出高电平的持续时间也会生长的缘故。
一旦V2幅度小于V1幅度，比较器将输出低电平。
因此，只要适当的调节运算放大器反相输入端的输入幅度，就可以很方便地调节电压脉冲V3的宽度，本设计就是利用这样的控制原理，即通过调节反馈电压幅度大小的办法来实现输出电压有效值的调节。
本设计采用的是推挽式变换器，所以要相应的将PWM信号分为两组，分驱动两组MOS管。
（具体电路参考第三章3-1SG3525A原理图）
2.1.3DC/DC电路参数设计
2.1.3.1MOS管的选择功率MOS管的选择也是相当关键，它决定了产品抗干扰性和长时间工作的稳定性。
INTERNATIONALRECTIFIER公司生产的“IRF3205”功率MOS管，其各种性能均能满足设计的需要。
IRF3205采用TO-220AB封装形式，耐电压VDSS=55V，导通内阻RDS（on）=8mΩ（这么小的内阻，使该MOS管工作在大电流的情况下仍能保持良好的性能。
想一下，工作在20A电流的情况下功率损耗仅为3.2W左右），持续工作电流ID=110A，而瞬时峰值电流更高，可以达到390A。
器件的表面温度更可以承受175℃的高温。
而SG3525A脉冲控制电路的驱动电压幅度，推拉电流能力都与该款功率MOS管相适应。
因为本设计的输出功率为200W，正常情况下，通过MOS功率开关管的电流可以达到：
I=200W/12V/90%=18.5A（按转换效率90%计）。
2.1.3.2二极管的选取整流二极管的电压应力为Vd=Vo=380V,二极管电流平均值Iav=Io=1.4A
二级管的峰值电流在功率为200W时，经过仿真如图得到其Ipd=4.5A
选取超快速二极管MUR1560，其参数如下VPRM=600V，IF=15A，trr=60ns，VFF=1.2V
2.1.3.3输出电容的选取
按DC/DC变换器关断20ms，直流母线电压电压跌落不低于60V，即直流母线电压不得低于320V，则输出电容：
（21）
其中Po=200W，△T=20ms，Vdc=380V，Vdcmin=320V
实际取CO=200uF，耐压600V。
2.1.3.4变压器参数的计算[4]
高频变压器设计方法有面积乘积（AP）法和磁芯几何参数（KG）法。
采用前者设计200W高频变压器。
推挽变压器的主要参数为：
原边额定供电电压UP=12V，最低供电电压UP（min）=10V。
副边为全桥整流电路，期望输出电压UP（MIN）=380V，输出电流IS=0.53A，开关频率fs=60Hz，初定变压器效率θ=0.90，工作磁通密度BW=0.3T。
1、计算总视在功率PT
设次级反相快速恢复二极管的压降UDF=0.6*2=1.2V，则
（2-2）
2、计算磁芯截面积乘积AP值
取窗口使用系数K=0.4，方波的波形系数Kf=4，电流密度比例系数Kj=232，工作磁通密度Bw为0.3T，由磁芯决定的常数X=-0.17，得AP值
（23）
考虑到10%裕度，AP=1.5*1.1=1.65cm4，查表选择磁芯，其AP=AWAE为1.67cm4，平均匝长MLT=9.3cm。
3、计算原边绕组匝数NP
按照最低输入电压为8V计算，匝数指中心抽头至任意一端的匝数。
（24）
实取2匝
4、计算副边绕组匝数
考虑两个二极管的压降和最大可利用占空比为42%，取副边电压US=380+1.2=381.2V则
（2-5）
实取76匝。
5、计算原边绕组电流IP
（2-6）
5、计算电流密度
（2-7）
7、计算原边绕组裸线面积
注意电路中有中间抽头时，IP需乘上0.707校正因数，则
（2-8）
选取AWG#11，AXP=2*0.0526cm2，μΩ/cm=41.37/2=20.69
8、计算原边绕组电阻
（2-9）
综合上述，变压器磁芯选择EI40，原边绕组匝数为2匝，副边绕组匝数为76匝。
为了避免电容过渡充，电阻RZL=100K与电容并联。
2.2DC/AC逆变电路
本设计的DC/AC逆变电路采用的是SPWM波调制，采用SPWM波调制主要目的是为了减少输出电压中的谐波成分，经过滤波得到较理想的正弦波。
2.2.1DC/AC逆变电路拓扑及调制方式
单相桥式逆变电路如图2-2所示。
全桥逆变电路的工作需要两组相位相反的驱动脉冲分别控制两对开关管M1、M4同时导通和关断。
M2、M3同时导通关断。
输入直流电压为Vcc，R代表逆变器的负载。
当开关M1、M4接通时，电流流过M1、R和M4，负载上的电压极性是上正下负；当开关M1、M4断开，M2、M3接通时，电流流过M2、R和M3，负载上的电压极性反向，把直流电变成了交流电。
图2-2DC/AC逆变电路拓扑[5]
2.2.1.1SPWM调制方式
本电路采用的是调制方式为SPWM调制方式开关管驱动波形如图2-3所示，图2-4为未经过滤波时输出电压波形。
下面将为简要叙述积等效法SPWM波产生的基本原理。
图2-3开关管驱动波形
在采样控制理论中有一个重要的结论：
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
冲量即指窄脉冲的面积。
把正弦波一个周期分成脉宽相等的2N等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴包围的面积分别用与此面积相等的等幅不等宽的矩形脉冲来代替，且矩形脉冲的中点与正弦波相应等分的中点重合。
这种按面积相等原则构成与正弦等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，即正弦波脉宽调制（SPWM）波形。
单极性和双极性正弦脉宽调制是正弦脉宽调制的两种基本形式。
图2-4未经滤波的双极性SPWM波
2.2.2DC/AC变换电路参数设计
2.2.2.1开关管的选取
逆变器开关管电压应力为Vids=Vdc=380V
逆变器的电流有效值为I=P/Vac=200/220=0.9A
开关管的的电流峰值Iipk=
1.2
逆变器开关频率fis=20kHz，选取MUR460。
Vds=500V，Ids=20A，Rds=0.27Ω，Tr=59ns，TON=18ns，Tf=58ns
2.2.2.2输出滤波电感选取
输出滤波电感之所以能够提高输出波形的质量是因为逆变器输出波形中的高次谐波主要降落在电感两端，要保证输出电压的谐波含量较低，滤波电感的高频阻抗与滤波电容相比不能过低，因此电感值不能取得太小。
增加电感量可以有效的抑制低次谐波，但是增大电感量其体积和重量以及电感上的线损也会相应增加。
电感值越大，动态响应时间越长，波形畸变严重，减小电感，可以改善动态特性，但是电流纹波增大，故电感的取值要综合考虑。
本设计选取电感电流的纹波为输出电流Iac的30％
（2-10）
实际取Lf=5.5mH
2.2.2.3输出滤波电容选取
滤波电容的作用是和滤波电感一起滤除电压中的高次谐波，保证输出电压THD的要求，Cf越大，THD越小，流过逆变器的无功电流增加，增加逆变器的电流晷量，同时导致系统的体积增大，效率降低。
滤波电容过小将会导致输出电压的失真度变大。
滤波电容的选取原则是在满足THD的条件下，取值尽量小。
在滤波电容选取时，一般无功电流
。
Iomix为输出电流最大有效值。
（2-11）
可得
因为
（2-12）
同时滤波器的截止频率不高于1KHz，
（2-13）
得到
f，实际取Cf为5uf/250VAC。
为了避免在空载时电容过渡充电在其输出端并联电阻RL=100K
2.3小信号状态空间平均法[7]
本质上，开关系统是一个强非线性系统，为了处理上的简单，我们将开关器件理想化：
忽略其导通压降和反向漏电流，认为开关非通即断，转换过程在瞬间完成。
基于高频网络平均原理我们知道这样一个事实：
在非线性高频开关和低频线性储能元件的混合系统中，低频元件的响应虽然受高频开关器件影响，但同时也必须受自身的基本运行规律制约，因此，最终的响应结果等价于某个受控源作用于低频元件组成的网络。
也就是说，变换器中的低频元件所表现出来的低频滤波器性质，把高频开关元件的高频激励动作“平均化”的结果就是变换器的系统响应。
这其实就是高频网络平均原理。
基于这样的事实和电感电流连续的前提，我们可以使用状态方程组来描述开关网络的开关导通和关断着两种状态下各个线性器件电器参量之间的关系。
2.3.1电感电流连续情况下的状态空间平均法
对于任意一个变换器，在
期间可以写出状态方程：
（2-14）
（2-15）
在
期间。
可以写出状态方程：
（2-16）
（2-17）
式中
x—是系统的状态变量，一般可以选为电感电流、电容电压。
y—是要研究的输出变量，一般为输出电压或者是输出电流等。
A1，A2系数矩阵
B1，B2输入矩阵
C1，C2输出矩阵
由于开关状态不断地转换。
系统中低频线性元件的响应状态受到两组方程的共同制约，根据高频网络平均原理，其等价系统状态可以用以上两组状态方程组的时间加权平均来表示。
这样就得到了一个新的状态方程组：
（2-18）
于系统中的各个参量的动、静态关系，可以写出如下：
式中大写字母表示静态量，小写字母表示动态量，带△号的项表示微小增量。
将上式各变量关系带入等效方程组，得：
（2-19）
（2-20）
令
（2-21）
（2-22）
（2-23）
因为存在静态关系：
（2-24）
（2-25）
所以可以得到等价增量方程组：
（2-26）
上式实际是非线性方程组在某一静态点X、Vi处得展开的增量表达式。
其中含有的△d△x和△d△vi项忽略，就可以得到反映对象低频小信号特性的平均状态方程：
（2-27）
（2-28）
如果希望使用传递函数研究系统，则可以将上式做拉普拉斯变换，转成便于频域分析的形式：
（2-29）
（2-30）
整理上式可得：
（2-31）
（2-32）
式中I是单位矩阵。
当我们研究系统动态系统动态特性时往往略去增量标志△，直接使用变量表示动态关系，这样可以得到个传递函数表达式。
根据DC/DC变换电拓扑结构可得DC/DC变换电路运算电路如图2-5所示
图2-5DC/DC变换电路运算电路
可得其传递函数为G（S），其中H（S）为滤波电路传递函数
（2-33）
（2-34）
将电路参数带入其中可得
（2-35）
未加补偿环节时其伯德图为：
图2-6未加补偿环节时的波特图
图2-7加补偿环节是的波特图
从图2-6中可以看出此系统没有幅值裕量，相角裕量为0.061°；截止频率为19.1kHz，，显然系统是不稳定的。
采用比例积分校正，可以提高系统的稳定性和精度以及系统的抗高频干扰能力。
（2-36）
根据电源稳态精度的要求，取KP=2，为了保证系统的相角裕量。
校正后系统的穿越频率取1/10倍的滤波器转折频率，即fc=120Hz。
由Kp和偿后的穿越频率确定
=0.8s。
补偿后的系统开环波特图如图2-7所示，穿越率为123Hz，相角裕量为90°，幅值裕量为10dB，系统是稳定的。
2.4本章小结
本章对车载逆变电源主电路的设计思想进行了阐述。
详细分析了主要电路部分的工作过程，建立了相应的数学模型并求解分析。
对SPWM原理机进行了简要说明。
对所使用的关键器件进行了选择。
主要电路部分包括逆变升压电路和SPWM调制电路两部分。
第3章控制电路
3.1逆变升压控制电路
在逆变升压电路中，其核心控制器件便是PWM开关电源控制电路。
本设计中采用了SG3525A脉冲控制电路，SG3525A电路与早期的PWM电路相比，功能比较完整，能真接驱动功率MOS管，具有内基准电压源、运放及欠压保护功能，外围线路简单，应用相当方便。
它采用了16脚双列直插式封装形式，内部设置了PWM电路的全部功能和比较完善的支持电路。
它的开关频率较高，输出电路的结构为图腾柱式，能适应新型的功率开关管，便于开关电源高频化，小型化。
[8]
3.1.1SG352A芯片功能简介
3.1.1.1SG3525A电路各管脚的定义如下
图3-1SG3525A内部逻辑图[9]
INVINPUT（反相输入端、1脚）：
误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载来决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。
该误差放大器共模输入电压范围是1.5V—5.2V。
此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。
负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。
NIINPUT（同相输入端、2脚）：
此端通常接到基准电压16脚的分压电阻上，取得2.5V的基准比较电压INVINPUT端的取样电压相比较。
SYNC（同步端、3脚）：
为外同步用。
需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的震荡频率，可以分别与他们的4脚和3脚相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步。
也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。
OSCOUTPUT（同步输出端、4脚）：
同步脉冲输出。
作为多个芯片同步工作时使用。
但几个芯片的工作频率不能相差太大，同步脉冲频率应比震荡频率低一些。
如不需多个芯片同步工作时，3脚和4脚悬空。
4脚输出频率为输出脉冲频率的2倍。
输出锯齿波电压范围为0.6V到3.5V。
Ct（震荡电容端、5脚）：
震荡电容一端接至5脚，另一端直接接至地端。
其取值范围为0.001uf到0.1uF。
正常工作时，在Cr两端可以得到一个从0.6V到3.5V变化的锯齿波。
Rt（震荡电阻端、6
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