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项目作业

电动自行车控制系统设计

项目方案书

课程名称：

计算机控制

姓名：

张文博

学号：

3110103251

第一章概述

一、前言

近年来，随着改革开放和经济发展日益深刻，人民生活水平日渐提高，出行交通工具也发生前所未有的变化。

老百姓出行不仅考虑快捷、方便，还追求时尚环保，因此近年来电动自动自行车日益受老百姓喜爱。

作为电动自行车，其核心控制器则是电动自行车的关键，控制的好坏决定车子的平稳、安全、舒适，因此一个功能全面、可靠性强、符合要求的控制器决定了电动自行车的质量。

电动自行车的动力核心是它的控制器。

为了使得电动自行车有良好的体验和可靠的质量保证，因此本文介绍一种控制器的设计方案。

控制器是控制电机转速的部件，具有欠压、限流或过流保护功能。

智能型控制器还具有多种骑行模式和整车电气部件自检功能。

控制器是电动车能量管理与各种控制信号处理的核心部件。

本项目目标就是自行设计一电动自行车控制器。

二、项目意义

电动自行车的作用主要表现在以下几个方面：

1、为人们提供一种灵活机动的出行交通工具

电动自行车具有摩托车的优点，速度、外观、乘载货物都能与摩托车相媲美，且轻便灵活、价格适中、嗓音低，在行进过程中基本不会发生交通堵塞的情况。

因此在摩托车受限制的情况下，从市政、交通、收入等客观现状来看，选择电动自行车出行是市民比较理想的交通王具之一。

2．节能环保，缓解能源紧张问题

电动自行车仅仅需要电能，并不需要消耗不可再生的燃油能源。

如果以电动自行车代替摩托车，可以做如下计算：

一辆摩托车的l00公里油耗以2公升计算，年平均行驶l万公里，以8年寿命计算，每辆摩托车的总油耗为l.184吨。

全国年产1000万辆电动自行车，就为社会带来的油料节约高达量1184万吨。

同时，燃油尾气是大气污染的主要因素，尤其是燃油机动车辆的尾气排放。

电动自行车采用电能驱动，不产生任何有害气体，这是小汽车和摩托车无法比拟的。

3．电动自行车产业潜在市场巨大

中国发展电动车具有独特的有利条件。

其中，一个非常重要的因素是市场。

中国人口众多，具有世界最庞大的自行车市场。

目前自行车拥有量为4亿多辆，如把10％的自行车换成电动自行车，就需4000万辆电动自行车，以每辆均价500元计算，就是60个亿，这是一个巨大的市场。

三、现状及分析

目前我国的电动自行车大都选用永磁直流电机，它可以分为

（1）直流有刷电机：

印制绕组盘式电机，无铁芯式线绕电机，电枢式永磁电机。

（2）直流无刷电机：

内转子式无刷电机，外转子式无刷电机。

目前我国市场上国产电动自行车的品种规格较多，驱动多数用有刷或无刷的轮式直流电机，工作电压为24V、36V和48V，功率在150W～400W之间；蓄电池一般用的是免维护铅酸电池，容量为12AH，充电时间在3～8小时之间，充电一次行驶里程约50km，车速低于20km／h，爬坡能力在4度以下；车型有简易型和豪华型，车重约35kg，载重量约70kg，百公里耗电量1KW左右。

目前,电动车所使用的直流电机,大多数是采用有刷电机,其特点是体积小,功率大。

但是无刷电机正在日渐流行。

无刷直流电动机是在有刷直流电动机的基础上发展起来的，这一渊源关系从其名称“无刷直流”中就可以看出。

图1.1控制器框图

第二章系统需求分析

一、电动自行车控制器目前的难点

电动自行车控制器的主要形式有：

分立元件加少量集成电路构成的模拟控制系统、基于专用集成电路的控制系统、以微型计算机技术为核心的数模混合控制系统和全数字控制统。

模拟控制系统由于模拟电路中不可避免的存在参数漂移和参数不一致等问题，加上线路复杂、调试不便等因素，使电机的可靠性和性能受到影响，在电动自行车控制器中已经不采用了。

基于专用集成电路的控制系统采用无刷直流电动机专用集成电路如MC33033、MC33035、ML4428为控制核心，克服了分立元件带来的弊端，使控制电路体积小、可靠性高，但功能难以扩展，在早期的电动车控制器中较多采用。

数模混合控制系统和全数字控制系统采用数字电路、单片机以及数字信号处理器（DSP）构成硬件系统，控制规律由硬件实现转向软件实现。

控制灵活、功能扩展方便且易实现较复杂的控制算法。

目前的电动自行车控制器普遍采用这种控制系统。

当前，电动自行车控制器设计有待深入研究主要问题包括：

（1）转矩脉动问题。

随着电动自行车的深入使用，人们对电动自行车的爬坡能力（即输出力矩）、启动噪声、骑行抖动等性能指标提出了更离要求。

这些指标与无刷直流电动机的转矩脉动有直接关系，且无刷直流电动机与其他电动机相比，本身具有更大的转矩脉动。

针对这一问题，人们从电动机本体和电动机控制系统两方面出发提出了多种转矩脉动控制方法。

随着电动机设计技术和电动机控制技术的不断发展，这方面的研究还会不断深入的进行下去。

（2）调速方法。

现在常用的控制方法是速度调节和电流调节均采用PI调节器的双闭环调速方法，因为其算法简单和可靠性高，尤其适用于可以建立精确数学模型的确定性控制系统，因此得到了广泛的应用。

但由于电动自行车骑行路况的复杂性，不同的路况对电机电流和速度的调节有不同的要求，且需要控制器在各种参数不同的电机都能可靠运行，因此传统的PI调节器还不能完全满足其控制要求。

如何在这些情况下进行速度调节就要求研究和设计人员投入更多的精力。

（3）控制器设计。

出于成本考虑，无刷直流电动机控制系统设计普遍采用单片机的数字控制。

以MCU为核心的控制系统并不是一个纯硬件的控制电路，它还必须配合软件系统才能控制无刷直流电动机正常工作。

这也为控制系统的设计带来更大的灵活性。

软件设计就必然涉及到控制算法的研究和应用。

因此，研究先进的控制算法就成为设计无刷直流电动机控制系统的一个重要方面。

而由于单片机本身资源的有限，在DSP上能实现的复杂控制算法要在单片机上实现，还要进行精简。

所以研究已经较成熟的复杂控制算法在单片机上的应用也是一个重要的方面。

（4）电磁干扰。

电磁兼容在应用电子线路中已日益受到人们的重视。

无刷直流电动机是一种电子电机，同样有抗干扰和防止对外界干扰的要求。

无刷直流电动机控制器是强、弱电共存的电路，对于采用PWM高频调制脉冲的控制器，高的调制频率很容易对控制器其他线路产生干扰，因此必须认真处理其间的电磁干扰和电磁兼容问题。

目前，对无刷直流电动机的电磁干扰问题进行研究，已越来越受到重视。

二、控制器基本需求

电动自行车控制器作为电动自行车的“神经中枢”，主要是协调电机和电源正常工作，同时保证驾驶尽可能经济、安全、环保。

从以上两个方面决定了电动自行车控制器的发展方向，电机和电源的发展方向引导控制器的研究与开发的方向。

驾驶操控性也同样决定其发展方向，其主要发展方向表现为以下几个方面：

1）智能化。

控制器不仅仅进行驱动控制，同时将成为动力和能源管理中心，通过根据路况和助力的情况，智能的调配动力能源，使得能源利用效率提高。

2）定制化。

高端的电动车市场主要是以品牌产品为主，不同的品牌产品其功能不尽。

3）相同，因此对控制器的要求也不一样，因此在控制器高端产品中逐步走向定制化。

4）强调管理功能。

控制器功能越来越强大，逐步成为自行车的管理中心，如能源管理。

5）人性化、傻瓜化。

针对电动自行车的消费群体的广泛性，电动自行车的控制必须走向人性化，如引述数字显示技术、甚至声音控制技术等操控更加容易，更加安

全舒适。

6）集成化。

随着制造工艺的提高，MCU功能的强大，控制器逐步走向集成化，原来外部分立元器件较多，任何一个器件损坏都可能导致整个控制器瘫痪，而集成技术将原来的分立件集成到MCU中实现。

保证了控制器的质量、减少返修率，缩小了控制器体积。

另外还可以集成其他的功能如防盗系统功能。

第三章控制器的原理及设计方案

一、无刷直流电机的原理

1、无刷直流电机的结构

无刷直流电动机是在有刷直流电动机的基础上发展起来的。

它的电枢绕组是经由电子“换向器”接到直流电源上，可把它归为直流电动机的一种。

从供电逆变器的角度来看，它又可属于永磁同步电动机的一种，因为无刷直流电动机转速变化以及电枢绕组中的电流变化是和逆变器的频率是一致的。

但是无刷直流电动机电枢绕组中流过的电流以方波形式变化，故又称为方波电流永磁交流电动机。

无刷直流电动机的组成是用装有永磁体的转子取代有刷直流电动机的定子磁极，用具有多相绕组的定子取代电枢，用由逆变器和转子位置检测器组成的电子换向器取代机械换向器和电刷。

无刷直流电动机的基本构成包括电动机本体、转子位置检测器和电子换相电路三部分，如图2-1所示。

2、无刷直流电动机的工作原理

一般的直流电机由于电刷的换相，使得由永久磁钢产生的磁场与电枢绕组通电后产生场在电机运行过程中始终保持垂直从而产生最大转矩，使电动机运转。

无刷直流电动机的运行原理和有刷直流电动机基本相同，即在一个具有恒定磁通密度分布的磁极下，保证电枢绕组中通过的电流总量恒定，以产生恒定转矩，而且转矩只与电枢电流的大小有关。

由于转子的气隙磁通为梯形波，由电机学原理可知，电枢的感应电动势亦为梯形波，大小与转子磁通和转速成正比。

BLDCM三相电枢绕组的每相电流为120°通电型的交流方波，反电动势为120°梯形波。

只要控制好逆变器各桥臂功率器件的开关时刻就能满足上述要求。

BLDCM三相绕组主回路基本类型有三相半控和三相全控两种。

三相半控电路的特点是简单，一个可控硅控制一相的通断，每个绕组只通电1/3的时间，另外2/3时间处于断开状态，没有得到充分的利用，在运行过程中的转矩波动较大。

所以最好采用三相全控式电路，电路如图2-2所示，在该电路中，电动机的绕组为Y联结。

图2-2中UI为逆变器，PMM为永磁电动机本体，PS为与电动机本体同轴连接的转子位置传感器。

控制电路对转子位置传感器检测的信号进行逻辑变换后，产生脉宽调制（PWM）信号，经过驱动电路放大送至逆变器各功率开关管，从而控制电动机各相绕组按一定顺序工作，在电动机气隙中产生跳跃式旋转磁场。

下面以两相导通星形三相六状态无刷直流电动机来说明其工作原理。

图2-2无刷直流电动机三相全控电路

当转子永磁磁极位于图2-3（a）所示位置时，转子位置传感器输出磁极位置信号，经过驱动电路逻辑变换后驱动逆变器，使功率开关管VT1、VT6导通，即绕组A，B通电，A进B出，电枢绕组在空间的合成磁势为Fa，如图2-3（a）所示。

此时定、转子磁场相互作用，拖动转子顺时针方向转动。

电流流通路径为：

电源正极→VT1管→A相绕组→B相绕组→VT6管→电源负极。

当转子转过60°电角，到达图2.3（b）中位置时，位置传感器输出信号，经逻辑变换后使开关管VT6截止、VT2导通，此时VT1仍导通。

这使绕组A、C通电，A进C出，电枢绕组在空间合成磁场如图2.3（b）中Fa。

此时定、转子磁场相互作用，使转子继续沿顺时针方向转动，电流的流通路径为：

电源正极→VT1管→A相绕组→C相绕组→VT2管→电源负极，依此类推。

当转子继续沿顺时针每转过60°电角时，功率开关管的导通逻辑为：

VT3VT2→VT3VT4→VT5VT4→VT5VT6→VT1VT6…则转子磁场始终受到定子合成磁场的作用并沿顺时针方向连续转动。

（a）磁极处于B相绕组平面（b）磁极处于A相绕组平面

图2-3无刷直流电动机工作原理示意图

在图2-3（a）到图2-3（b）的60°电角范围内，转子磁场顺时针方向连续转动，而定子合成磁场在空间保持图2-3（a）中的Fa的位置不动，只有当转子磁场转够60°电角到达图2-3（b）中的Fa的位置时，定子合成磁场才从图2-3（a）中Fa位置顺时针跃变至图2-3（b）中的Fa的位置。

可见定子合成磁场在空间不是连续旋转的磁场，而是一种跳跃式旋转磁场，每个步进角是60°电角。

表2-1两相导通星形三相六状态时绕组与开关管导通顺序表

当转子每转过60°电角时，逆变器开关之间就进行一次换流，定子磁状态就改变一次。

可见，电机有6个磁状态，每一状态都是两相导通，每相绕组中流过电流的时间相当于转子旋转120°电角，每个开关管的导通角为120°，两相导通星形三相六状态无刷直流电动机的绕组与开关管导通顺序的关系如表2-1所示。

图2-4梯形波反电势与方波电流

无刷直流电动机采用方波电流驱动，与120°导通型三相逆变器相匹配，由逆变器向电动机提供三相对称的、宽度为120°电角的方波电流。

方波电流应与电势同相位或位于梯形波反电势的平定宽度范围内，如图2-4所示。

为了获得梯形波反电势，电枢绕组设计成集中绕组。

无刷直流电动机按驱动方式可以分为半桥驱动和全桥驱动，按绕组接法又可分为星形连接和三角形连接。

不同的绕组接法和驱动方式的选择将会使电机具有不同的性能，且成本也不同，主要从以下三个方面来进行分析:

1）绕组利用率。

无刷直流电动机的绕组是断续通电的，适当的提高绕组通电利用率将可以使同时通电导体数增加，使电阻下降，提高效率。

因此三相比四相、五相好，全桥驱动比半桥驱动好。

2）转矩的脉动。

无刷直流电动机的输出转矩脉动比普通直流电动机大，因此希望尽量减小转矩脉动。

一般相数越多，转矩的脉动越小，而全桥驱动比半桥驱动转矩的脉动小。

3）电路成本。

相数越多，所需开关器件越多，成本也越高。

全桥驱动比半桥驱动成本高。

多相电动机的结构复杂，成本也高。

综合上述分析，三相电机星形连接全桥驱动方式综合性能最好，应用最多，本系统选择的三相星型连接无刷直流电机，采用全桥驱动方式，下面介绍其基本原理。

图2-5是三相无刷直流电动机星形连接全桥驱动时的电路原理图，采用两相导通三相六状态工作方式。

在电机运行过程中，霍尔位置传感器不断检测电机当前位置，控制器根据当前位置信息来判断下一个电子换向器的导通时序模式。

电子换相器的控制关键在于在检测到当前位置的同时开通下一个位置导通状态的电子开关，当前位置与下一位置电子开关导通相的对应关系如表2-2所示，由表2-2可以看出，开关管的导通顺序为VT（1、6）-VT（1、2）-VT（2、3）-VT（3、4）-VT（4、5）-VT（5、6），六个开关管依次间隔600电角度导通，每管导通120度，任何时刻仅有2个开关管导通（“+”表示此相是电流流入端，“一”表示此相是电流流出端）。

图2-5无刷直流电动机全桥驱动原理图

表2-2位置信号与换相模式关系

当前位置（HC,HB,HA）

通电顺序

开关管

转子位置（电角度）

101

A-B

VT1+,VT6-

0～60

001

A-C

VT1+,VT2-

60～120

011

B-C

VT2-,VT3+

120～180

010

B-A

VT3+,VT4-

180～240

110

C-A

VT4-,VT5+

240～300

100

C-B

VT5+,VT6-

300～360

3、无刷直流电机的数学模型

本文选取的三相无刷直流电机的绕组是星形接法，采用两相通电六状态控制方式，为了更好的控制无刷直流电机，有必要了解无刷直流电机的特性方程及其运行过程中的数学模型。

为了便于分析，作出如下假设：

●定子三相绕组完全对称，空间互差120°，参数相同；

●转子永磁体产生的气隙磁场为梯形波，三相绕组反电势为梯形波，波顶宽

度120°电角度；

●忽略定子铁心齿槽效应的影响；

●忽略功率器件导通和关断时间的影响，功率器件的导通压降恒定，关断后

等效电阻无穷大；

●忽略定子绕组电枢反应的影响；

●电机气隙磁导均匀，认为磁路不饱和，不计磁滞损耗与涡流损耗。

1）电压方程

无刷直流电机绕组等效电路如图2-6所示，由于三相绕组采用星形接法，因此三相绕组的电流之和等于0，即：

（2-1）

可得三相绕组的电压方程为：

（2-2）

其中：

uAO、uBO、uCO—定子三相绕组相电压；r—定子每相绕组的内阻；

L、M—定子每相绕组自感与两相绕组之间的互感；iA、iB、iC—定子三相绕组相电流；

eA、eB、eC、—定子三相绕组每相反电势。

（a）（b）A、B两相导通等效电路

图2-6三相直流无刷电机等效电路

1.两相导通状态

三相星形接法的无刷直流电机通常采用两相导通状态，如图2-6（b）所示。

假设A、B两相导通，C相不导通，并且是高压侧斩波导通，低压侧全导通，这时，导通的两相电流等于Is，方向相反，反电势等于Es，方向相反，不导通相的电流为0，可得：

（2-3）

因为iA=-iB，eA=-eB，将式（2-2）中A相与B相的2个相电压方程相加可得：

（2-4）

如果忽略功率开关器件的导通压降，那么电机定子绕组的中性点O的电压为：

（2-5）

当A相绕组高压侧功率开关器件关断，而B相绕组低压侧功率开关器件仍然导通时，电机A相和B相绕组进入续流状态，这时，直流母线上的电流等于0，A相绕组电流通过低压侧的续流二极管与B相绕组低压侧的功率开关器件流通。

2.两相续流状态

无刷直流电机在绕组导通过程中，为了限制电流过大，通常采用电流斩波控制来关断功率开关器件。

关断方式分为硬关断和软关断两种，硬关断方式就是把导通的2个功率开关器件都关断，绕组电流通过同相桥臂另一侧的续流二极管回馈给电源；硬关断方式开关损耗比较大，在实际应用中多采用软关断方式，软关断方式只关断一个功率开关器件，另一个继续导通。

软关断方式又有两种情形：

高压侧斩波低压侧全导通，或者是低压侧斩波高压侧全导通。

这两种情形下直流母线电流都等于0。

以高压侧斩波控制为例，软关断控制续流方式等效电路如图2-7所示。

图2-7软关断续流方式等效电路

可得续流状态下的电机的数学模型为：

（2-6）

其中：

VD—续流二极管上的压降；

VSW—功率管导通的压降。

绕组中性点O的电压以及A相、B相的相电压分别为：

（2-7）

（2-8）

由于功率管导通时的压降要小于续流时的功率二极管上的压降，所以续流过程中绕组中性点电压低于直流母线电压的负极电压，A相绕组的相电压小于0但接近于0，B相绕组的相电压大于0而接近于0。

3.换相状态

当控制器接到位置传感器的换相信号时，输出相应的驱动逻辑，控制电机的绕组进入换相状态，换相状态同时存在着续流和换流的过程。

假设电机绕组由原来的A、B两相导通转换为A、C两相导通，即B相低压侧功率开关器件关断，而C相低压侧功率开关器件全导通，A相高压侧斩波控制，如图2-8所示。

图2-8换流过程等效电路

这样在关断B相导通C相的换相过程中，B相通过高压侧功率二极管处于续流状态，B相绕组反电势和电流都衰减。

C相绕组换流，电流逐步增加，C相绕组的反电势等于A相绕组的反电势，但方向相反，A相绕组电流会先下降再上升，但是三相电流之和仍然等于0，即：

（2-9）

结合式（2-9）和图2-8可以得出：

（2-10）

根据换相等效电路可以得到三相绕组端点电压与电源端点电压之间的关系

为：

（2-11）

（2-12）

（2-13）

将式（2-10）、（2-11）和（2-12）代入到（2-13）中，可以得绕组的中性点电压为：

（2-14）

将式（2-10）、（2-11）和（2-12）分别减去（2-14）中的中性点电压后，可以得到三相绕组的电压表达式分别为:

（2-15）

（2-16）

（2-17）

刚换相的时候B相绕组反电势eB小于0，因此绕组中性点相对于电源负极的电压超过电源电压的2/3，比换流前的Udc/2要大，B相绕组的电流会随着自身反电势的减小而快速衰减，特别是转速较高时B相绕组电流的衰减将会非常迅速。

C相绕组具有较大的反相电压，绕组电流会很快地增长，但是增长的速度会越来越慢。

A相绕组相电压首先因中性点电压上升而减小，相电流也会减小。

但随着B相绕组的反电势减小，A相相电压开始回升，A相绕组电流不再减小而开始增大，等到B相电流衰减到0时，B相绕组没有电流续流二极管关断，中性点电压恢复到Udc/2的水平，并且A相和C相绕组电流大小相等，方向相反，系统又进入两相斩波导通状态。

2）矩阵方程

永磁无刷直流电动机的电磁转矩是由定子绕组中的磁钢与转子磁钢产生的

磁场相互作用而产生的。

定子绕组产生的电磁转矩表达式为：

（2-18）

式中：

—三相绕组产生的合成电磁转矩；

—转子的机械角速度。

从式（2-18）中可知，无刷直流电机的电磁转矩的大小与电流成正比，所以控制逆变器输出的方波电流的幅值就可以控制无刷直流电机的转矩。

为了产生恒定的电磁转矩，要求定子电流为方波，反电势为梯形波，且在每半个周期内，方波电流的持续时间为120°电角度，梯形波反电势的平顶部分也为120°电角度，两者应严格同步。

由于无刷电机采用两相导通方式，任何时刻，只有两相绕组导通，则电磁功率为：

（2-19）

因此，电磁转矩又可以表示为：

（2-20）

电机的运动方程为：

（2-21）

其中：

—负载转矩；

J—电机的转动惯量；

B—阻尼系数

3）无刷直流电动机的传递函数

为了更好地分析无刷直流电机的特性，寻求一种有效的控制方法以得到良好的动态性能，有必要推出无刷直流电机的传递函数，而无刷直流电机与普通直流电机的差别仅在于它换相时不用电刷，因此，其动态特性分析与普通直流电机是相同的。

由于无刷直流电机采用两相绕组导通运行的方式，根据前面推导的电压方程，可得两相绕组导通时的电压方程为：

（2-22）

定义Ke为反电势系数，则有：

（2-23）

定义KT为电磁转矩系数，则：

（2-24）

对式（2-21）、（2-22）、（2-23）和（2-24）进行拉氏变换可得：

（2-25）

（2-26）

（2-27）

（2-28）

根据上述状态画出无刷直流电机的动态模型如图2-9所示。

图2-9无刷直流电机动态数学模型

在上述无刷直流电动机的动态模型中，将直流母线的电压uin（s）作为电动机的输入量，输出量为电机的机械角速度Ω（s），负载转矩作为系统外部的扰动量。

4、系统控制方案

本课题已明确选择无刷直流电机作为驱动电机，被控对象确定以后，课题开展之前需要确定一个合理的控制方案。

控制方案根据电动自行车运行过程中的功能要求来确定。

根据系统所要实现的功能，本节主要考虑了四个重要方面:

控制结构、控制技术、控制策略、控制芯片等。

前两个方面在本节阐述、后两个方面分别在第部分和第部分阐述。

1）控制结构

本课题的主要目的是根据电动自行车调速手柄信号来控制无刷直流电机的速度，需要根据转子的位置信号确定换相操作，所以系统采用三环控制结构:

电流环、速度环和位置环。

速度环用来控制速度，其输出为电机相电流给定值；电流环用来控制电机的电流，提高电机转矩响应性能；位置环主要是实时采样转子位置信号，为电机换相提供依据。

电动自行车无刷直流电机控制结构框图如下图2-10所示。

因电动自行车不存在反向行驶，故转速控制器和电流控制器的输出只有正限幅，没有负限幅。

图2-10控制结构框图

2）控制技术

一、电动运行

由上一节无刷直流电机的调速原理可以知道，该电机的转速是通过改变直流电流来实现的，可采用PWM技术即调节PWM波的占空比改变电机的直流电压来改变电流。

也就是说，在直流电源恒定供电的情况下，通过调节PWM波的脉宽来改变直流电压Ud，实现对电机转速的控制。

图2－11单极性PWM控制各触发信号图2－12双极性PWM控制各触发信号

PWM技术可分为单极性PWM控制和双极性PWM控制:

单极性PWM控制的控制信号如图2-11所示，在每个60度电角度区域