三相电压型可逆PWM整流器设计精文档格式.docx
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PWM整流器电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。
其中交流回路包括交流电动势e以及网侧电感L等；
功率开关管桥路为电压型桥路组成。
当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得：
ividcvdc
通过对交流侧进行控制就可以控制直流侧，PWM整流器的运行状态以及控制原理如下：
稳态时PWM整流器交流侧的矢量关系如下，
1、纯电感特性运行
2、正阻特性运行
0'
C
C0'
3、纯电容特性运行
4、负阻特性运行
其中：
E为交流电网电动势矢量，V为交流侧电压矢量，VL为交流侧电感电压矢量，I为交流侧电流。
（1）电压矢量V端点在圆轨迹AB上运动时，PWM整流器运行于整流状态。
此时，PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。
值得注意得是，当PWM整流器运行在B点时，则实现单位功率因数整流控制。
而在A点运行时，PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率。
（2）电压矢量V端点在圆轨迹BC上运动时，PWM整流器运行于整流状态。
此时，PWM整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过PWM整流器由电网传输至直流负载。
当PWM整流器运行在C点时，此时PWM整流器则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。
（3）电压矢量V端点在圆轨迹CD上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。
此时，PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。
当PWM整流器运行至D点时，便可实现单位功率因数有源逆变。
（4）电压矢量V端点在圆轨迹DA上运动时，PWM整流器运行于有源逆变状态。
此时，PWM整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从PWM整流器直流侧传输至电网。
要实现PWM整流器的四象限运行，关键在于网侧电流的控制。
一方面，可以通过控制PWM整流器交流侧电压，间接控制网侧电流；
另一方面，也可通过网侧电流的闭环控制，直接控制PWM整流器的网侧电流。
单位功率因数的整流和逆变仅仅通过控制交流侧电流的幅值大小和方向就可以实现，这也是较常用的一种直接电流控制方法，而通过控制V的幅值及其与电网电压E的相位差来
控制I则是另一种间接电流控制方法。
2.2开关模式
图.1为常见的三相电压型PWM整流器的拓扑结构，由于每相桥臂共有两种开关模
式，即上桥臂导通或下桥臂导通，因此三相电压型PWM整流器共有2^3=8种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数sj（ja,b,c）描述，即：
１,３,５1Ｖｉ导通ｉ＝sjj=a，b，c４,６,２0Ｖi导通ｊ＝
二、PWM整流器常用控制方法
对PWM整流电路控制方法的研究集中在输出直流电压控制、输入交流电流控制和PWM整流器开关逻辑控制3个方面。
1、直流电压控制
直流电压控制目的在于使PWM整流电路的输出直流电压随给定指令变化，达到稳定直流输出电压或调节输出电压的目的，运用反馈控制的原理，将直流电压的采样反馈值和给定参考电压比较，其差值作为电压调节器的输入，输出作为交流电流的幅值给定。
2、输入交流电流控制
根据电流控制器的具体结构和控制对象不同，PWM整流器的控制技术可以分为基于电压矢量和基于虚拟磁链矢量两类定向控制。
所谓电压矢量定向控制,就是根据电网电压旋转矢量的角度作为控制器的参考角度，以确定整个参考坐标系中各矢量的位置，从而对交流电流的相位进行控制"
这种控制方案需要获取电网电压的准确相位，获取的方法可以是通过直接检测电网电压来实现，也可以根据无电网电压传感器的估算策略对电网电压进行估算得到，而虚拟磁链矢量定向是一种源于交流电机控制思想的控制方案，它省去了对电网电压的检测电路，只需通过虚拟磁链估算算法得到该矢量的相位就能够得到参考坐标系中各矢量的位置，从而控制交流电流的相位。
其中VOC控制还可以分为间接电流控制和直接电流控制两种。
直接电流控制：
直接电流控制的主要特点在于引入电流控制环对电流进行闭环控制，使系统动态性能明显改善，直接电流控制一般采用电压外环、电流内环的双闭环控制方式，动态响应快，，控制精度高，是目前应用最广泛、最实用化的控制方式。
间接电流控制：
间接电流控制的数学公式为：
**IdKp（UdU）1/T（UUd）dtdid*u（t）ua、b、c（t）IdRsin（t+2k/3）idXLcos（t+2k/3）A、B、C
间接电流控制也称为幅值和相位控制，这种方法依据系统低频稳态数学模型，反映稳定状态下的电压平衡关系，整流运行和逆变运行分别按照矢量关系来调节变流器桥臂中点PWM斩控电压的幅值和相位，以达到控制输入电流的目的，这种控制具有开关机理清晰!
不需要电流传感器、控制成本低!
静态特性好等主要优点，但它也存在几方面的缺陷，一是对变流器桥臂中点电压向量的幅值和相位由电压闭环和基于稳态的数学运算加以控制，这两个环节的响应速度差别较大，难以保证系统具有良好的动态特性;
二是从稳态向量关系出发进行的电流控制，其前提条件是电网电压不发生畸变，而实际由于电网内阻的存在、负载的变化及各种非线性负载等扰动引起的瞬态电网波形的畸变，会直接影响控制系统的效果;
三是由于交流电流不作为直接的反馈控制量，系统缺乏自身的限流功能，需要专设过流保护电路。
3、开关逻辑控制
按照被控变流器或系统的预期性能，经过镇密的思考和逻辑运算所得到的控制信号，最终都得转化为变流器开关管的PWM驱动信号，解决这一问题的核心技术可以统称为开关逻辑控制，形成PWM开关逻辑的方法很多，而且正在发展中，目前主要有电压空间矢量脉宽调制（SVPWM）、载波调制控制、指定谐波消除控制和瞬时电流跟踪控制等等。
三、控制结构设计
记：
三相电网电动势为：
Emcos（t）eaeEcos（t2/3）bmecEmcos（t2/3）输入三相基波电流为：
Imcos（t）iaiIcos（t2/3）bmicImcos（t2/3）
其中Em为三相电网输入电压幅值，Im为基波电流幅值，为电网角频率，为功率因数角。
三相静止坐标系下的PWM整流器的数学模型为：
diLaRiaea（VdcsavN0）dtdibRibeb（VdcsbvN0）LdtdicRicec（VdcscvN0）L
dt
VdcvskN03ka,b,cdVVELCdcdciasaibsbicscdc
dtRL
三相静止坐标系到两相同步旋转d-q坐标系的变换矩阵为：
C3s/2rcostsint1/22cos（t）cos（t）3322sin（t）sin（t）331/1/
则在d-q坐标系下，其中轴q与d轴垂直，并超前d轴90°
，PWM整流器的数学模型为：
did
LdtLiqRidedvddiq
LidRiqeqvqLdtdVdc3VdcELC（isis）dcqqdd
dt2RL
功率关系：
3
（vdidvqiq）vdcidc2
电流调节器采用PI调节器时，vd,vq的控制方程如下：
（前馈解耦控制）
KiI*
）（iqiq）LideqsKiI*
vd（KiP）（idid）Liqed
svq（KiP
代入上式得：
KiIdid
[R（K）]/L0*iPdtid1KiIids
）*（KiP
iKLsdiqiq0[R（KiPiI）]/Lq
sdt
得到电流环解耦控制结构为：
abc
电流环结构图：
i
忽略电阻R，并合并小时间常数Ts和0.5Ts
其中Ts为整流器延时常数，为开关周期，Kip为PI比例系数，KiI的PI积分系数
按照II型系统设计，为提高电流响应的快速性，取较宽的中频宽hi（hii/1.5Ts），可取为5，得：
KiPKPWMhi1
，可以解得：
iL2i2
KiP
（hi1）L6L
2iKPWM15TsKPWMKiP
6L
KiI
i112.5Ts2KPWM
其中tm为最大降落时间，tv为恢复时间电压环设计：
Emcos（t）ea
电网电压基波电动势：
ebEmcos（t2/3），当开关频率足够高时，可以忽ecEmcos（t2/3）
略PWM的谐波分量，即考虑开关函数sk（ka,b,c）的基波分量，则：
sa0.5mcos（t）0.5sb0.5mcos（t2/3）0.5
s0.5mcos（t2/3）0.5c
θ为开关函数基波初始相角，m为PWM调制比。
电压环结构图：
V
*
0.75Kv（Tvs1）
CTvs2（Tcvs1）开环传递函数：
G（s）
Tcvtv3Ts
KVP
TK电压环中频宽hv为：
hvvVITcvTcv
按照II型系统控制器设计得：
0.75KVI0.75Kvh1v
22，其中频宽度为CdcCdcTv2hvTcv
hvTv/Tcv5，代入上式得到PI参数为：
T5Tcv5（v3Ts）v4CKv5（v3Ts）
得KVP和KVI分别为：
KVPCdc（hv1）4Cdc1.5hvTcv5Tcv
Cdc（hv1）4Cdc2221.5hvTcv25TcvKVI
四、SVPWM：
SVPWM算法实现步骤如下;
1、根据参考电压，判断合成电压矢量所处的扇区；
2、计算合成电压矢量所在扇区的两个相邻电压矢量的作用时间，并判断是否成立，若不成立则必须做饱和处理；
3、计算插入零矢量的时间；
4、按照电压矢量变化只改变一相开关状态的原则安排开关矢量的作用次序，产生SVPWM波形。
V4phase
参考向量Us的合成：
1、参考电压矢量Uref所处扇区N的判断
为区别六种状态，定义：
N=A+2B+4C则上式化简可以得到：
若U0
，则A=1，否则A=0
1
U0，则B=1，否则B=021
U0,则C=1，否则C=02
若
A,B,C之间共有八种组合，但由判断扇区的公式可知A,B,C不会同时为1或同时为0，所以实际的组合是六种，A,B,C组合取不同的值对应着不同的扇区，并且是一一对应的，因此完全可以由A,B,C的组合判断所在的扇区。
根据U和U的值，可求得各矢量作用时间，定义:
X3UTs/Ud
Y（
UU）Ts/Ud22
3Z（UU）Ts/Ud
22
通过上述方法得到TX,TY后，定义：
Ta（TsTXTY）/4TbTaTx/2TcTbTy/2
（2-6）
则在不同的扇区内A，B，C三相对应的开关时间Ta,Tb,Tc根据表2-3进行赋值。
切换点Ta,Tb,Tc的赋值表
五、仿真：
参数计算：
电流环Kp=24，Ki=32000
电压环Kp=6，Ki=3000
电感：
L=2.9mH—13.7mH
电容：
C=476.2uF—2702.7uF
最后搭建的Simulink仿真模型如下：
311sin（t90）311cos（t）ua参数说明，三相电压源为ub311sin（t2/390）311cos（t2/3）uc311sin（t2/390）311cos（t2/3）电源频率为50Hz，电感为6.0mH，负载50Ω，电容为3000uF，PWM整流模式为SVPWM，开关频率为Ts=1/（10kHz），电流环PI参数为Kp=15，Ki=300，电压环PI参数为Kp=0.25，Ki=7.6，
电流环和电压环的PI表达式为KpKis
仿真设置：
固定步长，ode3（Bogaki-Shapine），仿真步长为1e-6，采样时间为1e-6，仿真时间为0.5s
四象限运行，无功功率用Y轴表示，变流方向用X轴表示，那么四象限分别描述整流器的四个运行状
1、单位功率因数整流状态
当输入Vdc=700V，iq=0，负载反电动势为0时，仿真结果为：
输出直流电压Udc：
直流电压波动情况：
网侧输入三相电流Ia,Ib,Ic：
功率因数ea,ia：
网侧输入电流谐波（Ia）：
THD=1.71%
输入有功电流和无功电流：
2、单位功率因数逆变状态
当输入Vdc=700V，iq=0，负载反电动势为1000V时，仿真结果为：
输出直流电压Udc：
功率因数ea,ia:
THD=3.98%
3、非单位功率因数的整流状态：
arctan
记功率因数角为，则有：
iqidiq，
idcoscosarctan
当负载为50Ω，直流为Vdc=700V时，U2
根据id
dc/Em，其中Em311V/380.9V，得到：
R
7002id/380.925.73A50如果功率因数角为正，且0.8，得
iqidg
tanarccos19.3A
输入Vdc=700，iq=19.33A，负载反电动势为0V，仿真后的结果如下：
THD=1.40%
如果功率因数角为负，且0.8，得iqidgtanarccos19.3A输入Vdc=700，iq=—19.33A，负载反电动势为0V，仿真后的结果如下：
THD=1.30%
4、非单位功率因数的逆变状态：
设负载反电动势为1000V，记功率因数角为，则有：
当负载为50Ω，直流电压为Vdc=700V时，根据id（Udc1000V）g
Udc/Em，其中Em311V/380.9V，得到：
id（7001000）Vg700V/380.9V11.03A50
oo如果功率因数角为180270，在逆变状态下，如果取0.8，得
arccos180o216.87oiqidgtan8.273A输入Vdc=700，iq=-8.273A，仿真后的结果如下：
THD=3.17%
如果功率因数角90o180o，在逆变状态下，，如果取0.8，得
arccos180o143.13oiqidgtan8.273A
输入Vdc=700，iq=8.273A，仿真后的结果如下：
五、参数变化对系统性能的影响：
参数（交流侧电感，直流侧电容，负载，调节器参数等）变化对系统性能的影响：
对比参数：
电感为6.0mH，负载50Ω，电容为3000uF，PWM整流模式为SVPWM，开关频率为Ts=1/（10kHz），电流环PI参数为Kp=15，Ki=300，电压环PI参数为Kp=0.25，Ki=7.6，输入Vdc=700V，iq=0，负载反电动势为0时，
电容C减小（C由3000uF减为2000uF）时，输出直流Vdc，超调量增加，调节时间降低，纹波系数增大；
网侧电流Iabc畸变率基本不变。
电感增加（L由6mH增加为10mH）时：
输出直流Vdc，超调量大幅增加，调节时间增加，纹波系数增大；
网侧电流Iabc畸变率降低。
负载电阻减小（R由50Ω减小为10Ω）时：
输出直流Vdc，超调量减小，调节时间增加，纹波系数增大；
电压环PI的影响：
Kp增加（Kp由0.25增加到0.5）时，输出直流Vdc，超调量增加，调节时间减少，纹波系数增大；
Ki增加（Kp由7.6增加到10）时，输出直流Vdc，超调量增加，调节时间减少，纹波系数基本不变；
电流环PI的影响：
Kp增加（Kp由15增加到30）时，输出直流Vdc，超调量减小，调节时间减少，纹波系数降低；
关于Kp增加的问题：
当Kp的值过大时会导致网侧电流的无功分量收敛的特别慢，甚至出现较大的稳态误差。
Ki增加（Ki由300增加到450）时，输出直流Vdc，超调量增加，调节时间基本不变，纹波系数增加；
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