直流变换器课程设计Word格式文档下载.docx
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拓扑，结构比较简单，输出电压小于输入电压，广泛用于各种电源产品中。
根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路可以分为脉冲宽度调试、频率调制和混合型三种控制方式，Buck电路的研究对电子产品的发展有着重要的意义。
MOSFET特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。
功率MOSFET的种类：
按导电沟道可分为P沟道和N沟道。
按栅极电压幅值可分为；
耗尽型；
当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；
对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率MOSFET主要是N沟道增强型。
第三章.电力总体设计方案
3.1电路的总设计思路
Buck变换器电路可分为三个部分电路块。
分别为主电路模块，控制电路模块和驱动电路模块。
主电路模块，由MOSFET的开通与关断的时间占空比来决定输出电压u。
的大小。
控制电路模块，可用SG3525来控制MOSFET的开通与关断。
驱动电路模块，用来驱动MOSFET。
3.2电路设计总框图
电力电子器件在实际应用中，一般是有控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。
有信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断，来完成整个系统的功能。
因此，一个完整的降压斩波电路也应该包括主电路，控制电路，驱动电路和保护电路致谢环节。
根据降压斩波电路设计任务要求设计主电路、控制电路、驱动及保护电路，设计出降压斩波电路的结构框图如下图所示。
第四章BUCK主电路设计
4.1Buck变换器主电路原理图
降压斩波电路的原理图以及工作波形如图3.1所示。
该电路使用一个全控型器件
V，图中为MOSFET。
为在MOSFET关断时给负载中电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。
斩波电路主要用于电子路的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。
图4.1
4.2Buck变换器电路工作原理图
直流降压斩波电路使用一个全控型的电压驱动器件MOSFET，用控制电路和驱动电路来控制MOSFET
的导通或关断。
当t=0
时MOSFET
管被激励导通，电源U向负载供电，负载电压为Uo=U,负载电流io
按指数曲线上升；
当t=t1时控制MOSFET
关断负载电流经二极管VD
续流负载电压Uo
近似为零，负载电流呈指数曲线下降。
为了使负载电流连续且脉动小通常使串联的电感L较大。
电路工作时的波形图如图4.2所示。
图4.2
4.3主电路保护（过电压保护）
本次设计的电路要求输出电压为12V，所以当输出电压设定时，一旦出现过电压，为了保护电路和期间，应立刻将电路断开，及关断MOSFET的脉冲，使电路停止工作。
以为芯片SG3525的引脚10端为外部关断信号输入端，所以可以利用SG3525的这个特点进行过电压保护。
当引脚10端输入的电压等于或超过8V时，芯片将立刻锁死，输出脉冲将立即断开。
所以可以从输出电压中进行电压取样，并将取样电压通过比较器输入10端实现电压保护。
，从而
过电压保护电路图如下所示：
12V
4.3Buck变换器工作模态分析
在分析Buck变换器之前，做出以下假设：
①
开关管V、二极管VD均为理想器件；
②
电感、电容均为理想元件；
③电感电流连续；
④
当电路进入稳态工作时，可以认为输出电压为常数。
当输入脉冲为高电平，即在ton时段内，V导通，此时二极管VD反偏截止，如下图4.3.1所示。
通过电感L的电流随时间不断增大，电源U向负载R提供功率，同时对电容C充电。
在电感L上将产生极性为左正右负的感应电动势，储存磁场能量。
假设储能电感L足够大，其时间常数远大于开关的周期，流过储能电感的电流IL可近似认为是线性的，并设开关MOS管V及续流二极管都具有理想的开关特性，它们正向降压都可以忽略
4.3.1
导通时的电路状态
4.3.2
关断时电路状态
（1）L
iL=
式中起始值
ILv是V导通前流过L的电流。
当t=ton时，V导通L中的电流达到最大值ILP
ILP=
当输入脉冲为低电平，即在toff时段内，V截止，电路相当于V断开，如下图4.3.2所示。
此时，由电感L中的电流将减小，为了阻止电流I0的减小，在其上将产生极性为左负右正的感应电动势，这时二极管VD正偏导通，为电感电流提供通路。
电感将释放磁能，一方面继续给负载R供电，另一方面对电容C充电，把一部分磁能转化为电容中的电场能。
当电感电流下降到某一较小的数值时，电容C开始对负载放电，以维持负载所需的电流。
当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期内的初值与终值为相等的（下面插入图片4.3.2）
（2）L
Il=
ILP为V截止前流过的电流。
t=toff时，V截止，L中的电流下降到最小值ILV
ILV=-
当电路工作在稳态时，联系上式解得：
ILP=
由以上分析可得，负载电压的平均值为:
V2=
上式中，
ton为V处于导通状态的时间，toff为Q处于断开状态的时间；
T为开关周期，即T=ton
+toff；
D为导通占空比，即D=ton/T；
V1为电源电压。
由该公式可知，负载电压的平均值V2的大小由导通占空比和电源电压决定。
在电源电压不变的情况下，其大小可由调节占空比来改变，且随着占空比的增大而增大，随着占空比的减小而减小
由于占空比0<
D<
1，即V2<
V1，输出电压小于输入电压，因此将该电路称为降压斩波电路。
负载电流平均值为：
IO=
上式中，R为负载电阻。
若负载中的L的值较小，则在Q关断后，可能会出现负载电流断续的情况。
为了保证电流连续，要求串接的电感L值足够大
MOSFET在开通与截止下的电感电容波形图：
4.4主电路参数分析
主电路中需要确定参数的元器件有直流电源、MOSFET、二极管、电感、电容、电阻的确定，其参数确定如下：
（1）电源
要求输入电压为42V。
（2）电阻
因为当输出电压为12V时，输出电流为3A。
所以由欧姆定律R=
可得负载电阻值为4欧姆.
（3）MOSFET
由图4.3.2易知当MOSFET截止时，回路通过二极管续流，此时MOSFET两端承受最大正压为42V；
而当α=1时，MOSFET有最大电流，其值为3A。
故需选择Vdss=100V，Id=9.2A的IRF520
（4）二极管
其承受最大反压42V，其承受最大电流趋近于3A，考虑2倍裕量，故需选择UN≥84V，IN≥6A的二极管,选用MUR820
（5）电感
根据Buck变换器的性能指标要求及Buck变换器输入输出电压之间的系求出关占空比D=
0.29
ΔiLf=0.2IO,ΔiLf=
Lf取145uH.
（6）开关频率
f=100KHz
（7）电容
设计要求最大输出纹波电压50mV.
=15uF
输出滤波电容的耐压值决定于输出电压的最大值，一般比输出电压的最大值高一些，但不必高太多，以降低成本。
由于最大输出电压为12V，则电容的耐压值为15V。
第五章控制电路
5.1控制电路设计方案选择
控制电路需要实现的功能是产生控制信号，用于控制斩波电路中主功率器件的通断，通过对占空比的调节达到控制输出电压大小的目的。
斩波电路有三种控制方式：
1.保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制或脉冲调宽型；
2.保持导通时间不变，改变开关周期T，成为频率调制或调频型；
3.导通时间和周期T都可调，是占空比改变，称为混合型。
因为斩波电路有这三种控制方式，又因为PWM控制技术应用最为广泛，所以采用PWM控制方式来控制MOSFET的通断。
PWM控制就是对脉冲宽度进行调制的技术。
这种电路把直流电压“斩”成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需的输出电压。
改变脉冲的占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要的输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅的，也是等宽的，仅仅是对脉冲的占空比进行控制。
对于控制电路的设计其实可以有很多种方法，可以通过一些数字运算芯片如单片机、CPLD等等来输出PWM波，也可以通过特定的PWM发生芯片来控制。
因为题目要求输出电压连续可调，所以我选用一般的PWM发生芯片来进行连续控制。
对于PWM发生芯片，我选用了SG3525芯片，其引脚图如图4.1所示，它是一款专用的PWM控制集成电路芯片，它采用恒频调宽控制方案，内部包括精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器和保护电路等。
5.2SG3525控制芯片介绍
（1）
工作电压范围：
8-35v。
（2）
5.1V微调基准电源
（3）
振荡器频率工作范围：
100Hz-500kHz。
（4）
具有振荡器外部同步功能
（5）死区时间可调。
（6）
内置软启动电路。
（7）
具有输入欠电压锁定功能。
（8）
具有PWM锁存功能，禁止多脉冲。
（9）逐个脉冲关断。
（10）双路输出（灌电流/拉电流）：
Ma（峰值）
其11和14脚输出两个等幅、等频、相位互补、占空比可调的PWM信号。
脚6、脚7
内有一个双门限比较器，内设电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525
的振荡器。
振荡器还设有外同步输入端（脚3）。
脚1
及脚2
分别为芯片内部误差放大器的反相输入端、同相输入端。
该放大器是一个两级差分放大器。
根据系统的动态、静态特性要求，在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络，另外当10脚的电压为高电平时，11和14脚的电压变为10输出。
5.3SG3525各引脚具体功能：
（1）引脚1：
误差放大器反向输入端。
在闭环系统中，该引脚接反馈信号。
在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚9）相连，可构成跟随器。
（2）引脚2：
误差放大器同向输入端。
在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。
根据需要，在该端与补偿信号输入端之间接入信号不同的反馈网络。
（3）引脚3：
振荡器外接同步信号输入端。
该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。
引脚4：
振荡器输出端。
（5）引脚5：
振荡器定时电容接入端。
（6）引脚6：
振荡器定时电阻接入端。
（7）引脚7：
振荡器放电端。
该端与引脚5之间外接一只放电电阻，形成放电回路。
引脚8：
软启动电容接入端。
（9）
引脚9：
PWM信号输入端。
（10）引脚10：
外部关断信号输入端。
（11）
引脚11：
输出端A。
（12）
引脚12：
信号地。
（13）
引脚13：
输出级偏置电压接入端。
（14）
引脚14：
输出端B。
（15）
引脚15：
偏置电源接入端。
（16）
引脚16：
基准电源输出端。
5.4SG3525内部结构和工作特性
（1）基准电压调整器
基准电压调整器是输出为5.1V，50mA，有短路电流保护的电压调整器。
它供电给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。
若输入电压低于6V时，可把15、16脚短接，这时5V电压调整器不起作用。
（2）振荡器
3525A的振荡器，除CT、RT端外，增加了放电7、同步端3。
RT阻值决定了内部恒流值对CT充电，CT的放电则由5、7端之间外接的电阻值RD决定。
把充电和放电回路分开，有利于通过RD来调节死区的时间，因此是重大改进。
这时3525A的振荡频率可表为：
，式中:
CT,
RT分别是与脚5、脚6相连的振荡器的电容和电阻；
dR是与脚7相连的放电端电阻值。
根据任务要求需要频率为100kHz，所以由上式可取CT=1μF,RT=10Ω,RD=1Ω。
可得f=100kHz.
在3525A中增加了同步端3专为外同步用，为多个3525A的联用提供了方便。
同步脉冲的频率应比振荡频率fS要低一些。
（3）误差放大器
误差放大器是差动输入的放大器。
它的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容的元件组合。
该放大器共模输入电压范围在1.8~3.4V，需要将基准电压分压送至误差放大器1脚（正电压输出）或2脚（负电阻输出）。
3524的误差放大器、电流控制器和关闭控制三个信号共用一个反相输入端，3525A改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电路各自送至比较器的反相端。
这样避免了彼此相互影响。
有利于误差放大器和补偿网络工作精度的提高。
（4）闭锁控制端10
利用外部电路控制10脚电位，当10脚有高电平时，可关闭误差放大器的输出，因此，可作为软起动和过电压保护等。
（5）有软起动电路
比较器的反相端即软起动控制端8，端8可外接软起动电容。
该电容由内部Vref的50μA恒流源充电。
达到2.5V所经的时间为
点空比由小到大（50％）变化。
（6）增加PWM锁存器使关闭作用更可靠
比较器（脉冲宽度调制）输出送到PWM锁存器。
锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。
这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使倘存器复位为止。
另外，由于PWM锁存器对比较器来的置位信号锁存，将误差放大器上的噪音、振铃及系统所有的跳动和振荡信号消除了。
只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于可靠性提高。
（7）增设欠压锁定电路
电路主要作用是当IC块输入电压小于8V时，集成块内部电路锁定，停止工作（其准源及必要电路除外），使之消耗电流降到很小（约2mA）。
（8）输出级
由两个中功率NPN管构成，每管有抗饱和电路和过流保护电路，每组可输出100mA。
组间是相互隔离的。
电路结构改为确保其输出电平或者是高电平或者是低电平的一个电平状态中。
为了能适应驱动快速的场效应功率管的需要，末级采用推拉式电路，使关断速度更快。
11端（或14端）的拉电流和灌电流，达100mA。
在状态转换中，由于存在开闭滞后，使流出和吸收间出现重迭导通。
在重迭处有一个电流尖脉冲，其持续时间约100ns。
使用时VC接一个0.1μf电容可以滤去尖峰。
另一个不足处是吸电流时，如负载电流达到50mA以上时，管饱和压降较高（约1V）。
5.5SG3525构成的控制电路单元电路图
1uf
1
10Ω
第6章
驱动电路原理与设计
6.1
驱动电路方案设计与选择：
该驱动部分是连接控制部分和主电路的桥梁，该部分主要完成以下几个功能：
（1）提供适当的正向和反向输出电压，使MOSFET可靠的开通和关断；
（2）提供足够大的瞬态功率或瞬时电流，使MOSFET能迅速建立栅控电场而导通；
（3）尽可能小的输入输出延迟时间，以提高工作效率；
足够高的输入输出电气隔离性能，使信号电路与栅极驱动电路绝缘；
（5）具有灵敏的过流保护能力。
针对以上几个要求，对驱动电路进行以下设计。
针对驱动电路的隔离方式：
（1）采用磁耦隔离，最常用的是用时变压器隔离，即通过一次侧和二次侧的磁耦联系将电路隔开，从而取到电气隔离的作用。
这种方法的优点是简单，不需要外接电源对器件进行驱动，且传递的效率很高。
但同时缺点也很明显，首先磁耦隔离只能用于交流电路，直流电路无效，其次变压器的体积较大，不利于集成。
（2）采用光电耦合式驱动电路，该电路双侧都有源。
其提供的脉冲宽度不受限制，较易检测MOSFET的电压和电流的状态，对外送出过流信号。
另外它使用比较方便，稳定性比较好。
但是它需要较多的工作电源，其对脉冲信号有1μs的时间滞后，不适应于某些要求比较高的场合。
由于这次设计的电路是直流电路，且要求不是很高，所以选择光耦隔离。
6.2
驱动电路工作分析：
驱动电路的电路图如图6.2所示：
如图6.2所示，MOSFET降压斩波电路的驱动电路提供电气隔离环节。
光耦合器由发光二极管和光敏晶体管组成，封装在一个外壳内。
本电路中采用的隔离方法是，先加一级光耦隔离，再加一级推挽电路进行放大。
采用推挽电路进行放大的原因是因为驱动MOSFET的电压约为10V左右，而SG3525芯片提供的电压只有5V左右，直接连入无法驱动MOSFET。
并且推挽式电路简单实用，故用推挽式进行电压放大。
第七章附录
元器件清单
器件名称
规格与型号
数量
直流电源
42V
电阻
1/4Ω/10/20/1K/2K/10K
1/1/2/1/3/1/1
电容
1uf/15/100
1/1/1
MOSFET
IRF520
续流二极管
MUR820
二极管
IN414B
2
滑动变阻器
10K
电感
145uh
PWM控制器
SG3525
三极管
NPN/PNP
1/1
光耦合器
Optoiso1
运算放大器
OPAMP
第八章设计心得
经过两周的电力电子课程设计让我受益匪浅。
不仅仅是在知识方面得到了提升，在交流方面也有了进一步提高。
从理论到实践，在课程设计的这段时间，我遇到了很多困难，但是同时也学到了好多东西。
它不仅巩固了以前所学的理论知识，更是学到了很多课外的东西，锻炼了自己解决实际问题的能力
刚刚看到这个课程设计任务书时，对这些课题很熟悉却无从入手。
真的觉得理想与现实的差距挺大。
因为在自己的知识系统中，学习的大部分都是理论知识。
考虑了很久，才确定了设计课题，那就是“降压斩波电路设计”这个课题时，在复习这章节的同时，也去了图书馆找了很多资料以便更广地了解这部分的内容，再不懂得地方请教老师，还有自己网上查资料。
经过几天的努力，终于有了一个电路的基本框架，知道了一个完整的电路应该包含几部分，各部分之间的连接又应该注意些什么问题等等。
知道了大概的模块之后，我对认真地设计每个模块，在设计过程中发现问题后，可以再加于完善。
实在不懂的问题，可以和团队交流，再者就是查资料。
也正因此，我对直流降压斩波电路有了更深的认识和了解，同时，也加强了自己的文件检索能力。
为了能够是设计更加合理，对很多实际问题也进行了比较深入的思考。
比如，保护电路这个模块。
所以在很大程度上提高了思考能力和解决实际问题的能力。
尤其在控制电路这个环节，花费了很多心思。
首先通过不断地查资料，了解PWM控制器（SG3525）的运用，具体理解每个引脚代表什么，功能是什么，所以很多问题都没有考虑周到，有些难题是和同学们商量才得出的结果，期间和同组的组员做了很多的沟通和商量，从而解决了很多问题，这在合作上也是一个不小的进步。
这次的设计经验，在以后的学习、设计中提供了基础。
也让我懂得无论多么大的设计，应该分模块去完成，才会把看似难题的东西解决掉。
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