光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略概要.docx
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光伏并网逆变器的电流谐波抑制策略概要
光伏并网逆变器的电流谐波克制策略
1前言
并网逆变器作为光伏电池与电网的接口装臵，将光伏电池的直流电能变换成沟通电能并传输到电网上，在光伏并网发电系统中起着至关重要的作用。
跟着投入应用的并网逆变器日趋增加，其输出的并网电流谐波对电网电压的污染也不容忽
视。
依据GB/T19939-2005所要求，光伏并网逆变器的总输出谐波电流应小于逆变器额定输出的5%，各次谐波也应限制在表1所列的百分比以内：
2鉴于d-q坐标系的控制策略
B1
图1光伏逆变器电路构造
如图1所示，在三相静止对称坐标系中，其沟通侧的物理量均为时变沟通量，不利于控制系统的设计。
为此考虑经过坐标变换将三相静止对称坐标系变换成以电网基波频次同步旋转的d-q坐标系。
这样经过坐标变换后，三相静止对称坐标系中
的基波正弦变量将转变成d-q坐标系中的直流重量。
在d-q坐标系下，其数学模型可描绘为：
3
（2-1）（2-2）
式中ed、eq——电网电动势矢量Edq的d、q重量
vd、vq——三相VSR沟通侧电压矢量Vdq的d、q重量id、iq——三相VSR沟通侧电流矢量Idq的d、q重量
p——微分算子
由式2-1能够看出，因为VSR的d、q轴变量互相耦合，因此给控制器设计造成
必定困难。
为此，可采纳前馈解耦控制策略，当电流调理器采纳PI调理器时，则vd、vq的控制方程以下：
Kil*
Kil*
（2-3）（2-4）
式中KiP、Kil——电流内环比率调理增益和积分调理增益
**、idiq
——id、iq电流指令值
将式2-3、式2-4代入式2-1，并化简得：
*
KilidKilid
sLsL
相同，求得：
*KiliqKiliq
sLsL
明显，上式表示，鉴于前馈的控制算法
2-3、2-4使得三相
VSR电流内环（id,iq）
实现认识耦控制，以下列图所示：
ia
ib
ic
图2三相VSR电流内环解耦控制构造
因为两电流内环的对称性，因此下边以iq控制为例议论电流调理器的设计。
考虑电流内环信号采样的延缓和PWM控制的小惯性特征，已解耦的iq电流内环构造如图3所示
图3iq电流环构造
3波形畸变的原由
3.1死区对波形的影响
在逆变器的工作过程中，为了防备逆变器桥臂上、下开关管直通，一般都要在两管的开关信号中插入死区时间，在此时间内上、下两管都处于关断状态，此时
的输出电压由电感上的电流方向决定。
设电感电流iL和输出电压U的参照方向
如图1所示，则在死区时期，若电感电流，则续流二极管D6导通，输出电
压为负；若电感电流，则续流二极管D1导通，输出电压为正。
由图2能够看出，死区使实质逆变器输出PWM波形与理想PWM波形之间存在
差别，二者之差是一组包络线为正负对称方波、极性与电流方向相反、幅值为，宽度为死区时间Td的电压脉冲序列。
因为方波里不单含有基波重量，
并且
还含有大批的谐波重量，所以死区的存在一方面会影响输出基波电压的幅值和相位，令一方面又会使输出电压波形发生畸变。
图4死区对波形的影响
3.2并网点电压畸变
内模原理意味着只有将系统外面信号的动力学模型植入控制器以构成反应控制系
统，才能实现无静差地跟从输入信号。
关于一个沟通讯号而言，因为PI控制策略其实不具备所需的动力学模型，也就没法实现无静差的追踪。
在鉴于d-q坐标系的控制策略中，若只考虑沟通基波重量，则在稳态时d-q坐标系中，其id、iq均为直流重量。
毫无疑问，在这类状况下PI控制策略能实现无静差的控制。
但是，假如并网点电压ea、eb、ec存在波形畸变或不均衡等状况，则
在d-q坐标系中，ed、eq存在必定的沟通量。
而PI控制策略将没法对这些非直流信号实现有效的无静差控制。
3.3SVPWM高频谐波
关于PWM控制的电压型逆变器，其输出电压波形为矩形波，含有大批的谐波。
与SPWM对比，SVPWM经过选择适合的开关状态，来控制电压空间矢量的运动轨迹，拥有谐波总畸变率小、直流电压利用率高的长处。
依据参照文件1所述，写出A相调制函数：
（3-1）
式中，m——SVPWM的线电压调制度。
因为三相调制波互相对称，仅在相位上相差120°，所以可得其线电压的调制函数为：
（3-2）因为SVPWM的波形较为复杂，采样得
到的相电压包括两种角频次，故采纳二维傅立叶剖析的方法。
令：
，
式中：
——载波角频次；
——调制波角频次；关于由x（t）、y（t）共同作用的uAB（x,y），写出其傅立叶睁开式：
（3-3）
式中：
参照
SVPWM规则采样表示，令载波幅值为1，考虑式3-1的调制波分段函数，获取
SVPWM脉冲在6个区间内的开关时间：
图5SVPWM调制波规则采样表示
1.调制波在区间
（3-4）
2.调制波在区间
（3-5）
3.调制波在区间
（3-6）
关于调制波在其，，内，开关区间的选择对应重
复式3-4~式3-6。
关于由图3规则采样获取的SVPWM波形，其相电压ua中含有两种电
平，计算其傅立叶系数时，内积分需要分红3段议论，计算复杂。
为简化计算
量，在ua波形上注入一个直流量，获取的成效是将ua波形整体上移vdc/2。
此时
ua波形中只含有vdc、0两种电平，在计算傅立叶系数时，可将两重积分内限由
、变成、
。
只需在最后的结果中，减去注入的直流重量即可。
（
）
由此：
0
（3-7）
依据以上各部分的计算，考虑到，可获取SVPWM线电压波形谐波分
析的结论：
1、谐波主要集中在采样频次fs以及fs的整数倍邻近
2、在线性调制阶段，载波频次fs增添，低次谐波重量总量会减少，总的谐波畸
变率会有相应的降低
3、跟着调制系数m的降低，低次谐波重量会增添，总的谐波畸变率会增大，这
是因为零矢量相对加强。
4、在过调制阶段，低次谐波重量按不一样次数有不一样程度的增添，这是因为调制
波自己就发生了畸变，矢量轨迹并不是圆形，而是在圆形和正六边形之间互相切换。
4死区赔偿
以逆变器中一个桥臂的A相为例进行死区效应剖析，其负载为感性。
在理想状况下，功率管VT1和VT2的开关状态是互补的。
可是臵入死区时间Td后，功率管
要延缓Td才能导通。
所以在死区时间内，VT1和VT2都处于关断状态，输出电
流经过二极管续流。
由图4可见，假定电流流入感性负载的方向为正，流出为
负。
在死区时间内，时，VD2导通，相当于下桥臂开关管导通，a点连结到
光伏电池的负端。
同理，当时，VD1导通，a点连结到光伏电池的正端。
图6VT1、VT2开通和关断时的电流流向
Fig6CurrentdirectionswhenVT1、VT2isonanoff）
一个载波周期内，开关管的理想和实质开关状态如图5所示。
图中，Sa和Sa分别为上下管的触发导通讯号，a和b为上下桥臂的理想触发信号；c和d为实质开关信号，暗影部分时，上下管均处于关断状态。
i>0时，下桥臂二极管导通，就上管
而言，输出正电压的脉冲宽度减少了Td，即实质导通时间比理想导通时间缩短了Td，而下管的实质导通时间则比理想导通时间延伸了Td。
需要做的赔偿是将上管的理想导通时间延伸Td，因为信号的互补性，下管的理想导通时间相应缩短了Td，达到了实质导通时间与理想的相一致的目的，进而保证了实质脉冲信号与给定脉冲信号的相同性。
同理可知，i<0时，赔偿方法是将上管的理想导通时间缩
短T
d
图7理想触发信号和实质开关信号
（Fig.7Idealtriggersignalsandrealswitchsignals）
5鉴于广义积分的控制策略
在两相静止坐标系下，被控对象为沟通量。
传统的PI控制器，只好无差追踪直流
给定信号，如要使得被控对象在控制器的作用下，其输出能无差地追踪沟通量，
则一定采纳新的控制器。
依据内模原理，假如系统的给定信号或扰动为单调频次的正弦信号，那么只需在
控制器中植入与指令同频的正弦信号模型
静差追踪。
假如外面信号包括其余频次成分，这类状况下，若要实现无静差，只需针对每
，就能够实现系统的无一种频次的信号设臵一个内模即可。
图8鉴于广义积分的控制信号流图
与鉴于d-q坐标系的控制策略对比，该方案无交错耦合项，无需前馈解耦，运算更加简单，并且因为比率环节已能对输出电流波形进行必定控制，如能经过广义积分环节对少量几个谐波畸变率较大的频次成分进行改良，该控制策略不失为一个简单有效的方案。
6鉴于重复控制的控制策略
自然，假如频次成分复杂，则鉴于广义积分的控制策略将会致使内模数目大，控制器构造复杂，从应用角度而言不太合理，工程上也不易实现。
所以需要找寻一种新的内模形式来描绘此种种类的外面信号。
剖析可知，上边所述两种状况的扰乱信号拥有两个特色：
第一是可重复性，即周期性。
其次是指令信号的谐波形式。
所以扰动信号在每个基波周期都以完整相同
的波形出现。
关于这样的信号，可采纳以下形式的内模：
，L为给定
信号的周期。
这是一个周期延时正反应环节，不论什么形式的信号，只需重复出现，并且频次是基波的倍数，那么该内模的输出就是对输入信号的逐周期累加。
当输入信号衰减为0，该内模依旧会不停的逐周期输出与上周期相同的信号，相当于随意信号发生器。
它的作用近似于积分环节，差别仅在于它是逐周期的累
加，所以这样的内模能够知足要求。
采纳这类特别形式内模的闭环控制系统称之
为重复控制系统。
因为上式中的存延时环节难以用模拟器件实现，因此在应用中重复控制都是以
失散的数字形式实现。
重复控制器内模的失散形式为，N为一个周期的
采样次数。
见图9。
图9理想内模重复控制系统构造图
关于重复控制控制而言，内模是系统的核心，它供给了稳固连续的控制信号，当内模为理想状况时，输入信号为0的状况下输出能够无衰减的频频重现上一周期的信号。
可是理想内模的极点散布在虚轴上，处于临界振荡状态，系统稳固性较
差。
当受控对象的参数稍有变化，整个闭环系统很可能不稳固。
图9所示的重复控制器基本框图，可获取闭环系统的传达函数为：
；；整理后得：
，此式表示，系统稳固的条件是等式右边第二项
是稳固收敛的。
因而可知，系统稳固存在拘束条件。
这表示在
理想内模条件下，只有知足此拘束条件偏差才会收敛。
但在一般状况下，被控对
象难以在整个频段知足此条件，此时可对内模加以改造，即采纳取代
，保证系统稳固收敛。
Q可为小于1的常数，也能够为拥有低通性质的函
数。
使得回路知足。
改良型内模构造见图10。
图10改良型内模原理图
引入Q以后，内模的“纯积分”特征也被损坏，当输入信号为0时，改良内模的输
出不可以完整复现上个周期的信号，而是逐周期的衰减。
假如Q为常数，那么仅为
幅值衰减，假如Q为低通函数，关于非单调频谱的信号而言，信号的形式就会发生变化
位于重复控制系
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