对于AP3771系统解决方案应用笔记Word文件下载.docx
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为了实现低待机功耗，需降低AP3771的最低工作电压。
为了实现较低的功率损耗性能，启动电阻RST1+RST2应尽可能高，在满足导通延迟时间的要求的前提下。
假负载电阻器的选择需在待机电源和IV曲线之间的权衡。
2.2开关频率设计
图3恒流模式下，Io和fsw、Vcpc的关系
当采用恒流模式时，负载电压的增加会使CPC电压呈线性增加。
CPC电压的最大值等于
（1）
通过检流电阻Rcs检测到入图2所示的初级电流Ip。
原边输送到副边的功率有下式给出：
（2）
其中，fsw为开关频率,η是系效率。
当峰值电流Ipk是恒定的时，其输出功率取决于开关频率fsw。
负载的增加与fsw是增加为线性关系。
峰值电流分作两段是为了抑制音频噪音，分别是Io>
42%Iomax时峰值电流约为0.5V，Io＜42%Iomax时峰值电流约为0.5V/1.5≈0.33V。
图4当峰值电流Io变化时，CPC电压与频率fsw的关系
CPC引脚的电压和频率在Io为最Iomax的42%时有一个跳跃点。
当峰值电流由0.5V跃变到0.33V时，CPC引脚电压会突然跃升至之前的1.5倍，频率会跃升至之前的2.25倍。
因此，负载的音频噪音的工作范围被抵制。
图5低峰值电流和高峰值电流转换的滞后性
为了避免振荡，滞后是在低IPK和高IPK之间的转换加入。
考虑音频噪声和变压器的磁通密度之间的关系，deltaB≤2500高斯的磁芯用于抑制音频噪声效果更好。
最大开关频率的低限是由音频噪声抑制给出。
和AP3771的上限可高达120kHz的。
但是，这是在IC的唯一的限制;
最终设计的最大开关频率是由效率，机械尺寸和散热性能之间的权衡决定。
2.3AP3771恒流模式下的变压器和功率器件设计，AP3771的CC闭环控制功能的将保持D1的导通时间和关断时间的固定比例（图1）（图2）的放电或充电嵌在集成电路的电容器。
其对电容的充放电时间的固定比例：
Tons/Toffs=4/4（3）
输出恒定电流Io和次级峰值电流Ipks之间的关系由下式给出：
（4）
在D1导通的瞬间，初级与次级峰值电流的关系：
（5）
因此，输出恒定的电流由下式给出：
（6）
2.3.1计算变压器的最大匝比（NMAX）
应先设计变压器的最大匝比，这是为了确保该系统在DCM模式时的工作条件，特别是在最小输入电压和满负荷时。
我们知道，如果系统能在最小输入电压和满载状态满足方程，它就可以在DCM中的所有工作条件下工作。
（7）
初级侧的电流
（8）
其中Lp为初级绕组的电感。
Vindc是输入的整流后的直流电压。
当Vindc是最小值，可以得到Tonp最大值。
所以，
（9）
对于二次侧的电流
（10）LS是次级绕组的电感。
Vs=Vo+Vd，Vd为次级二极管的正向电压。
在CV恒压调节时，Vs是一个恒定电压，Tons在不同的输入电压下也是一个恒定值。
在反激式变换器中，当主晶体管导通时，能量储存在电感Lp中。
因此，能量从输入传递到输出由下式给出，
（11）（12）
在这里，Pin'
变压器的是输入功率，不包括所有在一次侧的功率损耗（整流器，RCD缓冲，BJT等）。
ηin是输入效率，这约0.9。
然后，
（13）
（7）中的Tsw、Tonp、Ttons替换为（13）、（10）、（9）。
（14）
次级侧的峰值电流和初级侧峰值电流和电感之间的关系如下，
（15）
（16）
N为匝比，ηi是Ipk和Ipks的效率，为0.95.
带入（14、（15）、（16）
（17）
因为
（18）
η是系统的效率，从输入到输出。
在满负荷时，系统将工作在CC的边界调节。
Io可以由下式给出，
（19）
然后，IPKS可以被定义，
Ipks=k*Io（20）
在AP3771的设计中，
（21）
以下可以得到
（22）
然后加入匝比N固定为小于或等于Nmax。
2.3.2计算原边峰值电流和检流电阻（IPK＆RCS）
Ipk
可以通过输出电流来计算。
（23）
这里k=4,ηi是Ipk和Ipks的效率。
在AP3771，0.5V是一个内部参考电压。
如果检测到VCS的电压达到0.5V时，功率MOSFET将被关闭，Tonp结束。
Rcs=0.5V/Ipk（24）
所以RCS可以从（24）获得并可以从标准电阻系列里选择电阻的。
我们建议使用1％误差的RCS电阻。
选定的RCS后，IPK应根据所选择的RCS进行修改。
从式（23），原边和副边的匝比N可以重新计算。
（25）
2.3.3计算的初级侧---电感Lp
初级电感确定所能储存的能量，所以Lp应足够大，能储存足够的能量。
先获得系统最大输出Pomax，从式子（18）可得：
（26）
其中，fSW根据用户的需求确定设置。
然后，LP可以通过以下方式得到，
（27）
2.34计算原边、副边、辅助绕组的匝数
初级绕组的匝数，
（28）
首先，选好合理的磁通量∆B的磁芯。
面积Ae能有所选磁芯得到。
知道：
Ns=Np/N（29）
和辅助的绕组匝数Na=Ns*Va/Vs（30）
其中，VS是等于Vo+Vd。
Va=Vcc+Vda，Vcc是IC的电源电压，Vda是辅助绕组输出二极管的电压降。
对于AP3771，欠压保护UVLO设定为6.5V，所以IC的电源电压VCC可设置为13V。
2.3.5检查原边的最大占空比
经过一次侧和二次侧的匝数比设计，需重新计算在最低输入电压时的的最大占空比。
（31）
2.3.6选择副边和辅助边二极管
二次侧的最大反向电压，
（32）
辅助侧的最大反向电压，
（33）
在（32）和（33），Vinmaxdc是最大直流输入电压。
2.3.7选择初级侧MOSFET
（34）
要小心，Vdc_spike的值会因不同的缓冲电路而不同。
设计实例1（为12V/1A适配器应用）
产品规格：
输入电压：
90-264V
输出电压：
12V线端电压1.8米AWG24电缆
12.3V
输出电流：
1A
k=2*Tsw/Tons=4
效率：
ηi=90%
用户其他设置：
开关频率：
fsw=60KHz
次级二极管的正向电压：
Vd=0.4V
辅助二极管的正向电压：
Vda=1.1V
Vcc电压：
Vcc=18V
磁芯：
EE19/16（Ae=22.4mmˆ2）,Bmax<
3000GS
Vdc_SPIKE=50V（缓冲电压）
设计步骤
1）计算变压器最大匝比
2）计算原边峰值电流和检流电阻（IPK＆RCS）
我们选择
3）计算原边---LP的电感
4）计算初级，次级和辅助边的匝数（NP，NS，NA）
5）检查一次侧的最大占空比
一次侧的最大占空比计算公式如下，
6）二级及辅助双方选择二极管
次级和辅助侧的最大反向电压，
设计结果摘要：
（1）计算原边和RCS的最大峰值电流
Ipk=
640
mA
初级侧的峰值电流
Rcs=
0.85
Ω
检流电阻
2.变压器的设计
Lp=
1.15
mH
初级侧的电感
N
11/1
原边副边匝比
Np
110
T
Ns
10
Na
15
Dmax
0.55
一次侧的最大占空比Vindc=80V
3，选择二极管和初级晶体管
Vdr=
47
V
次级二极管的最大反向电压
Vdar=
70
辅助二极管的最大反向电压
VdcMax=
564
初级晶体管的电压应力
设计实例2（为12V/1.5A适配器应用）
12V线端电压1.5米AWG24电缆
12.24V
1.5A
η=75%ηin=90%ηi=90%
fsw=50KHz
Vcc=14V
EE20（Ae=31mmˆ2）,Bmax<
Vdc_SPIKE=50V（与缓冲电路）
7）选择初级侧MOSFET
970
0.56
0.9
10/1
100
12
0.48
50
60
550
2.4反馈电阻设计
图6。
反馈电阻电路
从上面的图可知
通过调整RFB1和RFB2，合适的输出电压就可以实现。
RFB1和RFB2的推荐值都在5KΩ到50kΩ。
2.5线路补偿设计
AP3771的内部线路补偿功能，如图7所示，当主开关S1处于“ON”闭合。
就可以从FB引脚来检测电压。
检测到的电压在内部补偿的峰值电流。
线路补偿由RLINE确定。
在不同的应用程序，RLINE的值是不同的。
图7。
线补偿电路
FB引脚图8。
波形
负电压VN（图8）是FB端的线性电压。
AP3771通过VN取样来实现线路补偿。
补偿后的电压（VCS_LINE）的可以由下式来计算，
所以，RLINE可以进行调整，以实现输出电流的卓越的电压调节。
3，小结为了获得AP3771性能好，重要的是要正确地设计变压器，线路补偿和反馈电阻。
此应用程序只给出了一个初步的设计准则有关这些方面，并认为理想的条件，所以一些参数需要计算结果的基础上略有调整。
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