D类功放资料Word格式文档下载.docx

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作者结合PWM开关电源的原理对D类功放的工作原理进行了分析，认为利用D类功放可以在较为经济的条件下，方便地实现宽范围可调的PWM开关电源。

1D类功率放大器的工作原理

如图1所示，D类音频功率放大器由两部分构成。

第一部分是输入比较和PWM信号形成电路，该电路中的三角波发生器产生固定频率和幅度的三角波信号作为脉宽调制的比较标准，通过比较器和输入的音频信号进行比较后输出PWM信号，该信号的脉宽是随着音频信号幅度的变化而成正比例地变化。

放大器中的三角波、音频正弦信号产生的PWM波形及关系如图2所示。

第二部分是H桥脉宽功率放大电路和输出大功率滤波电路，如图3所示。

第一部分电路得到的PWM信号经过整形放大，驱动H桥中与高压大功率电源相连的的4只大功率CMOS开关管轮流导通，控制末级电源向负载提供的电流，从而获得大功率的PWM信号，该信号再经过负载前的LC滤波器，利用电感电容的充放电效应在负载上获得大功率的音频信号。

D类功放中H桥输出的稳定程度，决定于给H桥供电电源的稳定性，故在D类功放末级必须使用稳压电源。

2在D类功率放大器原理基础上实现PWM调制开关电源的设计思路

从上面分析D类功率放大器的工作原理可以得出下述几点推理。

1）当在音频输入端送入的信号是一个固定的直流电压值时，将在功放的输出端得到一个固定的电压输出值。

与音频功放的情况不同，是从不稳定的大功率电源获得稳定的电压输出，即在H桥上连接的不是已经稳压的电源，而是仅仅经过简单整流滤波的非稳压电源。

在输入信号足够稳定的情况下，输出电压的相对稳定要依靠输出和输入之间构建合适的反馈回路来实现。

2）当在输出端接上一个电位器调节放大器的输入信号在一个正负范围内发生变化时，放大器的输出也在给H桥供电的电源的正负幅值之间发生着变化，输入的一个很小的变化就可以在输出获得较大的从负到正的电压调整范围，故实现宽范围正负电压输出调节也是可能的。

3）由于电源设计是基于D类功放的，是工作在PWM的方式下，与PWM开关电源有相同的能量利用效率。

基于上述思路，设计出电路的原理框图如图4所示。

3在D类放大器的基础上进行可调稳压电路的设计

3．1PWM脉冲基本频率的设定

由于D类功放的PWM信号频率基于三角波发生器的频率，而且是为音频信号服务的，所以，三角波和PWM频率一般都设计得较高，为150～500kHz，这使得开关电源的输出电压的纹波小，电源的纹波系数高。

因此，这一部分仍然使用原来的三角波发生器的设计，可以不改动原来的核心电路，特别是在使用成品D类功放电路构造开关电源时可以不改动原电路。

图5

如果不用成品D类功放电路构造开关电源，可以使用LM556等电路来构造三角波发生器，具体电路及振荡频率的计算已有很多资料介绍，不再赘述。

三角波的输出应有足够的幅度，一般选±

VPP=±

（3～5）V，以给比较电路足够的信号强度。

3．2电压调整部分的设计

电压调整部分的设计就是要改造原来的D类功放的输入端，即去掉原来的输入耦合电容，把一个可调稳压电路（如图5所示）的输出连接到输入端，代替原来的音频信号，使原来的功放输入信号Vin=（VW＋Vf）可以随着WR的调节在正负区间变化。

3．3稳压部分电路的设计

作为一个开关电源，应具有足够的电压稳定度，这就要有采样电路在输出端进行电压采样，并经过反馈电路反相回送到输入端，通过对输入直流电压大小的控制完成电源的PWM脉宽调节，控制输出电压稳定在WR调节设定的电压值上，电压采样与反馈实验电路设计如图5所示。

稳压工作原理可分析如下：

在D类功放输入端送入一个直流电压，在输出端得到一个滤波后的直流电压，输入端的正负变化将在输出的正负相端得到对应的正负电压输出，从而在采样电路的Ro上获得一个电压降ΔVR，ΔVR经反相放大后再和参考电压进行叠加，形成输入端的调节电压Vin，送入D类功放的输入端。

例如，当输出电压的绝对值增加，则有

│ΔVR│↑—→│Vf│↓—→│Vin│=

│VW＋Vf│↓—→PWM正或负相脉宽变窄—→

输出滤波后电压│Uout│降低—→稳压。

反之亦然。

3．4输出滤波电路部分的设计与改造

D类功放的输出通过H桥直连滤波电路，因此，在一定条件下运用时可以省去开关变压器，降低整个电路的成本。

D类功放的输出滤波器参数（滤波电感L、滤波电容C）的大小是按照音频输出要求选定的，故其输出截止频率f较高，一般在20kHz以上。

但运用到电源电路上,输出的是一个直流电压信号，所以，截止频率应该很低，故滤波电感L和滤波电容C都取得较大，这可以参照一般的PWM开关电源的参数，比如滤波电容的容量要达到1000μF以上，以尽量地滤除交流信号。

这一部分的电路如图6所示。

3．5基于D类功率放大器的开关电源整体电路设计

根据上述分析与设计构成的，基于D类功率放大器的开关电源整体电路设计如图7所示，对应的输入端的可调电压信号、三角波及PWM波形、输出PWM电压波形以及滤波输出电压波形的对应关系如图8所示。

由此可见，通过对D类功放的开关电源的改造构成了一个实用的PWM开关电源。

图7

4D类功率集成电路在实用宽范围可调PWM开关电源的运用实践与分析

当前的D类功率放大器集成电路（包括前端控制电路和后级H桥）种类繁多，功能完善，放大器内部已具有完善的误差反馈放大电路、保护电路、三角波发生器和比较器等。

为开发经济实用、功能完善的通用开关电源提供了极大的方便。

图9就是在利用美国国家半导体公司新推出的LM4651和LM4652设计的D类超低音功率放大器电路基础上，改造成的一款通用开关电源的实验电路（其中的括号内的元件参数是按电源运用而使用的）。

LM4651是PWM控制/驱动器IC，内置振荡器、PWM比较器、误差放大器、反馈放大器、电平移位与高端驱动器、低端驱动器及欠压、过热、短路和过调制保护电路。

LM4652是采用15脚（其中脚6、8、9、11、12未连接）TO－220封装的半桥功率MOSFETIC，4只MOSFET的击穿电压V（BR）DSS=50V，漏极电流ID=10A，通态电阻RDS（ON）=200mΩ（典型值），开启电压VGS（th）=0.85V（典型值）。

图8

LM4651中振荡器频率fosc=1×

109/（4000＋Rosc），其中Rosc=R6=3.9kΩ，于是PWM频率fosc=125kHz。

输入的直流调整信号Vin经C1及R1和脚10输入到增益为17．5dB的误差放大器。

LM4652的脚7和脚15上的H桥开关输出通过RC滤波器滤波，由R7～R10的采样电路取样后，反馈至LM4651的脚14、脚19经内部反馈测量放大器，再从脚9输出到脚10，为误差放大器提供一个单端反馈信号Vf，反馈电压Vf和Vin叠加形成开关电源的脉宽调制与电压控制信号（Vc）。

Vc=Vin＋Vf与振荡器产生的三角波进行比较，在PWM比较器输出端产生一个占空比与输入电平成正比的方波脉冲，以驱动IC2中的功率MOSFET。

LM4652脚7和脚15的开关输出，经L1、C16和L2、C17低通滤波，向负载输出直流电压、电流。

这款实验电路的输出电压随输入端WR的调节，可以在接近电源±

VEE的幅度实现随意的调节和稳定的输出。

但其功率受LM4652的限制，最大输出在100W左右，略小于它在音频功放时的输出，同时，由于LM4652本身耐压和功耗的限制，而没有用220V的交流直接整流供电给末级，而是通过变压器降压到音频运用时的电压范围（±

24V/18V交流）。

在实际开关电源运用时，可以通过使用分立器件的大功率高耐压开关器件来替代LM4652，从而构成实用的开关电源输出电路。

图9

5结语

通过上面实验电路的设计与制作说明，基于D类功?

放大器集成电路的开关电源是完全可以实现的。

利用现成的D类功放成品器件制作PWM开关电源，避免了在开发通用宽范围可调开关电源的核心控制电路上的设计花费与制作，同时构成的电源电路又相对简单，配以各种功率的H桥可以获得各种功率的输出，以适用于更为广泛的应用场合。

D类功放的设计

多通道和数字音源时代，采用D类放大器以简化前级线路、提高功放效率从而降低对电源及散热的要求，这已是大势所趋。

但D类功放虽然也被称作数字化功放，但在电路设计上绝不像纯粹的数字电路那么简单，也不是直接采用一两块芯片就可以大功告成的。

以数字手段实现模拟功能，仍然需要考虑许多模拟方面的因素，但考虑的因素和角度与传统的线性功放又有很大差异。

本文除了介绍D类放大器的基本原理和好处之外，还着重讲解了输出级设计、功放管选择、电源、电磁兼容，以及电路板布局方面需要注意的一些问题，这些实用知识有助于设计师减少走弯路的麻烦。

　　D类放大的好处

　　凭借诸如极佳的功率效率、较小的热量以及较轻的供电电源等优点，D类放大器正在音频世界掀起风暴，这一点儿也不令人惊奇。

的确，随着技术的成熟以及其所达到越来越好的声音重现效果，看起来继续使用D类放大器向市场渗透是一个颇有把握的赌注，以往在这个市场上只有传统的线性（A类、B类或AB类）功率放大器能够提供令人满意的性能。

　　环绕声格式的不断进步加速了这种趋势。

由于越来越多的家庭和车内娱乐系统、DVD播放器以及AV接收机需要驱动六个或更多的扬声器，线性放大器及其电源的尺寸增大了，并且产生了更多的热量。

例如，DolbyDigital（杜比数字）格式要求六个独立的输出级，而更新推出的DolbyDigitalEX要求更多的8声道。

鉴于此，D类放大技术的优势显得比以往更加突出。

　　输出级数模转换机制

　　所有D类系统的共同特点及其超群的功率效率的奥秘就在于输出级（通常是MOSFET）的电源器件总是要么全通要么全关。

这与线性放大器形成对比，线性放大器输出晶体管的导通状态随时间变化。

晶体管消耗的功率是其压降与流过电流之积（P=IV），通常占到线性放大器消耗的总功率的50%或更多。

在D类系统中不是这样。

由于所有输出晶体管要么压降为零（处于“通”状态）要么流过的电流为零（处于“关”状态），理论上根本不会损失能量。

回到现实世界中，安装在数以百万计的微处理器之上的冷却风扇表明即使是纯数字系统也会以发热的形式浪费能量，D类放大器达到的功率效率在85至90%之间。

　　不过，如何使一个天生只能产生方波的开关器件再现音乐中多种多样的波形呢？

某些类型的高频“数字”信号可以通过低通滤波产生平滑的“模拟”输出。

最广泛使用的就是脉宽调制（PWM：

pulsewidthmodulation）技术，其中矩形波的占空比与音频信号的振幅成正比。

通过与一个高频锯齿波比较，可以很容易地将模拟输入转换为PWM（参见图1）。

图1,具有模拟输入的D类系统

　　但是，从CD和DVD光盘到数字广播和MP3，大多数当今的媒体格式都是数字的，在进行D类放大之前将其转换为模拟信号不可避免地会增加噪声并提高系统复杂性。

在数字域将信号变换为PWM避免了这个问题，并且还消除了比较器和锯齿波发生器，这是两个天生会产生噪声和干扰的模拟元件（参见图2）。

图2具有数字输入的D类系统

　　利用现有芯片功能

　　利用这种工作原理，WolfsonMicroelectronics最近推出了一款PWM控制器。

WM8608构成了具有多达6.1个输出声道的数字输入D类解决方案的基础。

该方案采用了I2S或类似标准格式的数字输入，将每个声道转换为一个高频PWM信号，驱动由四个功率MOSFET组成的输出级。

然后由低通重建滤波器平均PWM信号，显现由原始数字信号代表的模拟电平。

然后再将该经过滤波的信号传送到扬声器（参见图3）。

图３，以WM8608为特色的系统方框图

　　为了产生PWM输出，WM8608首先生成一个内部时钟，其256个周期构成一个PWM周期。

根据数字输入，PWM输出在12至244时钟周期之间保持为高，在其它地方则保持为低（最初12个周期总为高，最末12个周期总为低）。

因此在一个PWM周期之内可以产生232（244-12）个不同的输出电平。

实际上，这就是一个232级数模转换器（DAC），分辨率为7.86bits（log2232）。

不过，这还不是一个完整的故事：

由于典型的PWM频率为384或352.8kHz，存在8种可以代表各个音频采样的PWM周期。

WM8608发挥了这种过度采样（oversampling）的优势，利用了线性化和噪声整形技术，这些技术最初是为将西格玛-德尔塔DAC的有效分辨率提高到高于16bits而开发的。

高于100dB（A-权重）的信噪比已经得到验证。

　　保持内部时钟“清洁”至关重要，因为任何抖动都会引起PWM信号边缘定时的随机变化，这会以噪声的形式出现在模拟输出中。

因此内部时钟由一个芯片内低噪声锁相环（PLL）通过系统主时钟产生。

只要主时钟适当地清洁，这样就会消除掉大多数抖动。

理想情况下，主时钟也应该由WM8608产生。

因为这样可以把振荡器和PLL之间的连接保留在芯片内，就防止了来自开关输出级或其它来源的干扰破坏时钟。

此外，不需要外部PLL滤波元件，降低了对PCB布局的敏感性。

为了使噪声不影响给PLL供电的3.3V模拟电源，在接近电源引脚处插入了一个去耦滤波器。

　　输出级设计

　　与模拟放大器非常类似，D类输出级可以每声道与两个晶体管单端连接，或者构成四晶体管桥接类型。

后者通常是首选，因为它提供了无需隔直流电容器的单电源操作（参见图4）。

图４，“H”桥接输出级

而单端连接的输出级要么要求很大的电容器来消除输出的直流偏置，要么需要更多昂贵的分立电源。

桥接配置的另一个优点是将输出振幅（Vpk-pk）从Vs（电源电压）加倍到2VS，使得给定电源电压能够提供的理论最大功率Pmax提高到四倍：

　　实际上，PWM控制器的占空比范围仅限于5%到95%（12/256及244/256），将输出振幅限制在2VS到1.8VS，而由于阻性损耗功率输出进一步降低。

可以计算如下：

　　其中RParasitic包括一个NMOS和一个PMOS器件的“通”电阻以及电源的内电阻、滤波电感器的串联电阻和PCB迹线电阻。

　　一个使输出功率最大化的简单办法是使用低阻抗扬声器。

例如，对于同样的供电电压，一个4Ω的负载所汲取的功率是一个8Ω扬声器的两倍。

但是，这会略微降低功率效率，因为与负载自身相比寄生电阻变的更重要。

　　动态峰值抑制是一种使音频信号无需更强输出级就可以发声更响的技术。

本质上，它在数字域放大信号，动态调节增益来预防削波。

WM8608利用了一个具有频率相关延迟的特别峰值抑制器来避免低频失真。

　　选择合适的晶体管

　　为输出级选择适当的元件非常关键，因为其特性对系统性能具有很大的影响。

首先，功率MOSFET必须能够承受其所期望处理的电压和电流。

由于快速开关的PWM信号会在输出滤波电感器上引起反向电动势（EMF），最大的额定漏-源电压应该至少比供电电压高25到50%。

其次，功率MOSFET的“通”电阻导致发热并降低功率效率，因此应该尽可能低。

常用的具有4或8Ω阻抗的扬声器要求RON远低于0.2Ω，以保证阻性损耗适度地低。

　　开关延迟是选择输出器件的另一个重要参数。

WM8608产生脉宽范围为122ns到2.7μs的PWM信号。

为了保持信号完整性，输出级（功率MOSFET加上电平转换器）的开关延迟与最小PWM脉宽相比应该很小。

一个较不明显的潜在问题是晶体管之间开关特性的匹配。

例如，如果一个NMOS器件的开启比其对应PMOS的关闭快的多，两种器件的“通”时期就可能在信号边缘出现短时间的重叠。

在两种器件都导通的情况下，供电电源本质上是短路的，导致功率效率降低，热耗散增加，并且可能降低供电电压，这将使音频信号失真。

　　最后，设计人员还应该关注MOSFET门电容。

大电容会引起RC延迟，放慢晶体管开关速度。

此外，这也增加了功率耗散，并使驱动MOSFET的电平转换器发热。

由于同样的原因，电平转换器的输入电容也应该很小。

　　某些制造商提供集成输出级，可以直接连接到WM8608输出。

这些集成电路（IC）通常包含四个匹配功率MOSFET，并且还控制PWM信号从3.3V（在WM8608输出）到更高电压的电平转换，以便能够正确地开关功率器件。

此外，他们还提供内置的短路和过载保护。

　　电源因素

　　线性与开关电源的对比

　　在很多方法中，开关电源相对于传统线性电源越来越多的被使用反映了D类放大器的发展。

两者普及性的不断增长都得益于其高功率效率、小尺寸和更低的冷却要求。

因此，使用开关电源帮助设计人员得到了D类技术的全部好处。

不过，在成本是最重要考虑因素的情况下，D类放大器也可以由常规线性电源供电。

　　开关电源的一个潜在问题是由于快速倒换大电流而引起的电磁干扰（EMI）。

当电源和放大器中的不同开关频率发生交调时，这个问题就会恶化，产生在输出中可能听得到的音调。

作为PWM控制器中的独特产品，WM8608提供了同步外部电源和芯片上PWM调制器的能力，消除了交调。

　　整流

　　无论使用何种类型的电源，D类放大器都比线性器件对电源供电质量敏感得多。

因此，尽管D类技术几乎肯定能够降低电源要求达50%或更多，实际的电源设计往往还是宁愿更复杂一些。

理由很简单：

如果在电源和输出之间只有开关（功率MOSFET全通或全关），供电线上的任何电源或音带波动都将调制输出信号。

换句话说，所有数字D类放大器都具有一个0dB的电源供电抑制比；

它们本质上将电源用做电压参考。

　　因此，好的负载整流，不仅仅是针对直流而是对于整个音带来说是不可或缺的；

不良整流的电源会导致谐波失真。

许多制造商提供浮动整流器，可以附加到现有的电源上，以便在必要时改善负载整流。

在每个放大器输出使用一个独立的整流器具有降低音频声道之间串扰得额外好处。

　　瞬态行为

　　供电电源的另一个关键指标是其处理瞬态的能力。

为了使输出级精确地重现PWM信号，电源必须能够非常快地提高或降低其电流，并且不产生阻尼或降低输出电压。

由于输出级的带宽限制在音频范围，线性放大器在这方面的要求更少。

因此，一个在线性系统中表现良好的电源可能不适合D类技术。

　　存储电容器是确定电源瞬态行为的最关键元件。

首先，其必须保持足够的电荷来防止电流冲击引起供电电压下降，直到整流器发生作用（快速整流器有助于使电容器适当地小）。

其次，由于任何寄生电阻或电感都阻止存储电荷的快速传递，必须使用低ESR（有效串联电阻）电容器。

添加一个与大的常规电解电容器并联的小的低ESR电容器是不够的：

因为所有的输出功率都以短的突发形式提供，所以所有电容都必须是低ESR的。

PCB铜迹线上的寄生电阻和电感同样有害，应该通过将存储电容器尽可能靠近输出级放置来尽量降低存储电容。

　　通过安排不同输出级中的MOSFET在不同时间开关，可以缓解对电源瞬态行为的要求。

对于这个目标，WM8608的内置“PWM输出阶段”功能在各个输出声道的PWM信号之间引入了160ns的延迟。

尽管160ns远不足以在输出中产生听觉差异，这将开关瞬态扩展到了整个PWM周期。

在具有六声道的多声道系统中，这种技术大大降低了最大顺势负载，并减少了串扰。

　　EMI和布局的考虑

　　EMI（电磁干扰）是D类放大器设计中永恒的关注点，因为它不得不承载高功率PWM信号的导线发射PWM频率的电磁辐射及其进入射频波带的谐波。

长的非屏蔽扬声器电缆本质上就象天线一样。

因此，重建滤波器在满足相关规章方面起到重要作用。

设计人员经常面临两难境地，即低截止频率的滤波器可以抑制EMI，但是也损耗音频频谱的高端，而高截止频率会保持平坦的频率响应，却要付出增加EMI的代价。

高阶滤波器可以满足两种要求，但是更贵，而且会降低功率效率。

WM8608提供了内置的数字扬声器均衡器，可以安排为三重放大。

这使得使用低截止的低阶重建滤波器，同时仍然保持频率响应在音频范围内平坦成为可能。

　　在放大器内部，可以通过保持输出级和滤波器之间的供电线和连接可行地短而降低EMI。

可能的话，这些元件应该与供电电源在同一块PCB上。

由于降低了阻性损耗，短而宽的铜迹线也使得放大器的效率更高。

在多声道系统中，很难将大量的功率MOSFET靠近电源放置，为了防止串扰，一种在每端具有一个低ESR存储电容器的“星形”连接是非常理想的。

　　系统中可以方便地放置在离其它电路某段距离的地方的部件是PWM控制器。

为了防止来自其它系统元件的干扰在PWM信号中引入抖动，WM8608输出可以从标准CMOS电压电平切换到LVDS（低电压差分信号）模式，每条线都用100Ω负载终结。

LVDS还降低了电磁辐射以及由长的信号运行引起的RC延迟。

　　测得的性能

　　消费者音频放大器的三个关键指标是总谐波失真（THD）、信噪比（SNR）和功率效率，D类技术相对于模拟技术具有无可争议的优势。

对于噪声，D类技术现在在消费者市场上与大多数模拟放大器相当。

例如，对于CD重放，SNR的瓶颈通常不在于放大器而在于光盘上的16-bit音频编码。

借助更快的PWM开关，SNR在未来可能进一步改善。

关键问题是供电电源和输出级是否能够跟上开关速度。

这两种元件共同决定了THD，理想情况下应该作为一个单元共同设计。

利用WM8608PWM控制器和稳定而良好整流的电源，在传送1W音频功率时，测量显示THD为0.01%（-80dB），在30W时则下降到0.1%（-60dB）。

还得到了高达90%的效率和超过100dB（A-权重）的SNR。

在同等线性放大器一半的功率消耗之下，D类技术达到这样的性能指标，证明其已经发展到了一个在消费者音频业务中无人能够忽视的地步

D类提高音频放大器的效率

作者：

德州仪器公司MikeScore

D类采用脉宽调制（PWM）信号取代AB类放大器通常采用的线性信号。

PWM信号包括音频信号以及PWM开关频率与谐波。

D类音频放大器比AB类放大器效率高得多，因为输出MOSFET可从极高阻抗转变为极低阻抗，从而在作用区操作只有几纳秒。

利用上述技术，输出级上损失的功率极低。

此外，LC过滤器或扬声器的感应元件在各周期还能存储能量，并可确保切换功率不会在扬声器中损失。

引言

尽管D类放大器推出已经有一段时间了，但许多人仍不理解D类放大器工作的基本原理，也不明白其为什么会提供更高效率。

本文将解释脉宽调制（PWM）信号是如何创建的，以及说明您听到的是音频频率而非PWM波形的开关频率。

本文将详细说明输出PWM波形为什么比输出线性波形效率高很多，还将说明为什么某些D类放大器要求LC过滤器，而某些则不需要。

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D类输出信号（PWM）如何包含音频信号？