正激式开关电源的设计Word文档格式.docx
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正脉冲电压V2与tON
包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形，则矩形的“纵向的高”就是Vo+Vf+Vl，即
VoVlVfT
式中，Vf是输出二极管的导通压降，Vl是包含输出扼流圈L2的次级绕组接线压降。
由此可见，图7-26所示A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在负载上的输出
电压VO更小。
图7-26“等积变形”示意图
根据式（7-25）,次级最低输出电压V2min为
、/V。
+%+Vf口
V2min一
tONmax
5.58°
.55=14V
2.25
式中，Vf取0.5V（肖特基二极管），VL取0.3V。
2•变压器匝比的计算
正激式开关电源中的开关变压器绕组的匝比N为
只起到传输能量［的作用，是真正意义上的变压器,
n=Vl
V2
根据交流输入电压的变动范围160V〜235V，则Vi=200V〜350V,VImin=200V,
VImin
200
〜14.3
min
14
把式（7-25）、（7-25）整合，则变压器的匝比N为
max
VoVlVf
7.3.5变压器次级输出电压的计算
变压器初级的匝数N1与最大工作磁通密度Bm（高斯）之间的关系为
N1
VImintoNmax
BmS
104
初、次级
（7-26）
所以有
（7-27）
（7-28）
式中，S为磁芯的有效截面积（mm2）,Bm为最大工作磁通密度。
输出功率与磁芯的尺寸之间关系，见~~表2-3所示。
根据表2-3粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28，其有效截面积S约为85mm2,磁芯材料相当于TDK的H7C4，最大工作磁通密度Bm
可由图7-27查出。
实际使用时，磁芯温度约为
100C，需要确保Bm为线性范围，因此Bm在3000高斯以下。
■"
■Bm为2000高斯。
根据式（7-28），得
N1=V[m]nt°
Nmax104=2002.25104〜26.5匝，取整数27匝。
：
BmS200085
因此，变压器次级的匝数N2为
N2=N1/N=N1=27/14.3=1.9匝，取整数2匝。
当N=N1/N2=27/2=13.5。
根据式（7-27），计算最大占空比Dmax为
V。
Vf%N
也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为27和2匝，为了满足最低输入电压时还能保证
输出电压正常，开关电源的最大占空比Dmax约为42.5%，开关管的最大导通时间toNmax约为
2.1S下面有关参数的计算以校正后的Dmax（=42.5%）和toNmax（=2.1卩）。
同时，由式（7-26）
计算的输出最低电压V2min约为14.8V。
7.3.6变压器次级输出电压的计算
1.计算扼流圈的电感量
流经输出扼流圈的电流：
IL如图7-28所示，则厶lL为
式中，L为输出扼流圈的电感（
这里选■Il为输出电流I。
（=20A）的10%〜30%，从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应
等方面考虑，此值比较适宜。
因此，按|L为|。
的20%进行计算。
lL=lO0.2=200.2=4A
由式（7-29），求得
14.8-0.55.5
l|L=2.1〜4.6（iH
4
如此，米用电感量为
4.6□H,流过平均电流为20A的扼流圈。
若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图7-29所示。
在tON期间，V2为幅
度14.8V的正脉冲，VD!
导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通量增大；
在tOFF期间，
V2为幅度Vi'
/N的负脉冲（具体分析见下文），VD1截止、VD2导通，扼流圈电流线性下降，电
感消磁，磁通量减小。
输出给负载的平均电流|°
为20A。
稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减
小量。
2•计算输出电容的电容量
输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。
输出纹波电压.：
Ir由.JL以及输出
电容的等效串联电阻ESR①确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3%〜0.5%。
「（0.3~0.5}<
VO（0.3~0.5卜5
Ir=O==15〜25mV（7-30）
100100
又
•：
lr=：
lLESR（7-31）
由式（7-31）,求得
△lr15~25
ESR=L==3.75〜6.25mQ
△Il4
即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值6.25mQ以下的电容。
适用于高频可查电容技术资料，例如，用8200卩F/10V的电容，其ESR值为31mQ，可选6个这样的电容并联。
另外，需要注意低温时ESR值变大。
〜1.16A
流经电容的纹波电流Ic2rms为
（7-32）
因此，每一个电容的纹波电流约为0.2A，因为这里有6个电容并联。
此外，选用电容时还
要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量，使电压稳定的
等效串联电阻”。
ESR的出现导致电容的
ESR,是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写，翻译过来就是
行为背离了原始的定义。
ESR是等效串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之
环路的增益等，它们可能使电容特性改变。
7.3.7恢复电路设计
1•计算恢复绕组的匝数
恢复电路如图7-30所示。
VTi导通期间变压器Ti的磁通量增大，Ti蓄积能量；
VTi截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。
图7-30恢复电路（VT1截止时）
电路中Ti上绕有恢复绕组N3，因此VTi截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4
反馈到输入侧（CI暂存）。
由于VTi截止期间，恢复绕组N3两端的自感电压限制为输入电压V]
的数值，惟其如此，VD4才能把存储在N3中的磁场能转化为电场能反馈到输入侧。
这时变压器
初级感应电压为
Vi'
=NiVi（7-33）
N3
式中，Vi是Ni的感应电压，极性为上负下正；
Vi是N3的自感电压，极性也是上负下正（等于电源电压）。
若主开关兀件的耐压为
800V，使用率为85%，即V'
V|max-8000.85=680V。
V；
-680-350=330V
由式（7-33）,求得
N3一叫仏=328^匝，取整数29匝。
330
2.计算RCD吸收电路的电阻与电容VTi导通期间储存在Ti中的能量为
EVi2"
On
Ei
2Li
式中，Li为变压器初级的电感量。
VTi截止期间，初级感应电压使
VD3导通，磁场能转化为电场能，在
掉。
Ri中消耗的热量为
'
2
匚MT
2=Ri
因为Ei=E2，联立式（7-34）、
（7-35），整理得
=2RtVitoN
因为输入电压最高Vimax时开关管导通时间toNmin最短，把上式中的V
toNmin,加在VTi上的最大峰值电压Vdsp为
Vdsp=VImax+Vi=VImax
由此，求得R1为
R1=2
Vdsp_i
VImax
tONmin
（7-34）
R-i上以热量形式消耗
（7-35）
（7-36）
I换成Vimax，toN换成
（7-37）
（7-38）
又，当输入电压Vimax时，toNmin为
toNmin=toNmaxVz=2.i20i.2八
式（7-38）中，初级的电感量L1是未知数，下面求解。
Al-Value值由磁芯的产品目录提供。
EI（E）-28，H7C4的A1-Value值为5950,则
A1-Value=L1/N1（7-39）
由式（7-39），求得L1为
929
L1=5950N110=59502710〜4.3mH
由式（7-38）,求得R,为
『6804.3X10’X5X10“
R=212〜28.2kQ
1350.丿（1.2"
0）
式中，加在VT1上的最大峰值电压Vdsp取680V。
时间常数R1C1比周期T要大的多，一般取10倍左右，则
T5汉10工
C1=10=103-1773pF
R,28.2103
3.计算主绕组感应电压
当Vimax=350V，根据式（7-33），得
、厂27350
V）=〜325V
29
阅读资料
toN即将结束时初级绕组的励
对于正激式开关电源来说，主开关元件导通时变压器励磁，在磁电流I1为VitoN/L1。
开关断开时，变压器需要消磁，恢复二极管VD3和绕组N3就是为此而
设，励磁能量通过它们反馈到输入侧。
若绕组N1中蓄积的能量全部转移到绕组N3中，开关断开
瞬间“安•匝相等”原理仍然成立，则绕组N3的励磁电流I3为
丨1
把11=VitON/L1代入上式，得
Li
变压器以输入电压V进行消磁。
为消除li=VitON/Li的
励磁电流l1，必要的时间类似I^VitON/Li，即
丨3
tre二L3
vi
把上式L3、l3分别用前两式代入上式，整理得
N1VktoN—=-N1
N3LiViN
为防止变压器磁饱和，必须在开关断开期间变压器完全消磁，则
tre-toFF=i一DT
即
Ni
t°
N乞i一DT
因此，正激变换器的电压变比限制为
NiN3
7.3.8MOSFET的选用
1.MOSFET的电压峰值
根据式（7-38），计算VT1上的电压峰值Vdsp为
word整理版
图7-31加在主开关元件上的电压Vds波形图7-32主开关元件上的电压与电流波形
2.MOSFET的电流及功耗
根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值G为
lds=lo^=20—-1.48A
N127
根据电感电流的变化量为20%，确定Ids的前峰值Ids1和后峰值Ids2分别为
lds1=lds0.9=1.480.9~1.33A
Ids2=Ids1.1=1.481.1~1.63A
式中，Ids1、Ids2分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值Ids有10%的差值。
VT1的电压和电流波形如图7-32所示，VT1的总功耗FQ1为
PQ1=6tVIminIds1t13Vds（sat）Ids1Ids2t2VdspIds2t3
（7-40）
式中，Vds（sat）是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。
米用功率MOSFET计算功耗时应注意：
（1）PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100C时，Rds一般为产品手册中给出值的1.5〜2倍。
（2）功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽如进行计算。
即在V^x
时，采用toNmin条件，或者Vimin时，采用toNmax条件进行计算。
另外，在toFF期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。
因为tONmax=2.1S右采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，t3采用下降时间。
这里，
取t1=0.1st3=0.1s贝y
t2=2.1-0.1-0.1=1.9is
由式（7-40）,求得FQ1为
A
PQ1=——2001.330.131.71.331.631.97201.630.15.3W
6汉5
式中，Vds（sat）取1.7V。
结温Tj控制在120C,环境温度最高为50C时，需要的散热器的热阻Rfa为
『■L
±
HI^l.li1T
LL..\i■<
.[
J0o907a503D
垂直紀装环境温度前€
y计算基件
■————不带防蚀铝
带陆愎捐
5
o
图7-33功耗与温升的关系
7.3.9恢复二极管的选用
恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短。
1.VD3的反向耐压
在tON期间VD3反偏，正极相当于接地，加在VD3上的反向电压等于电源电压。
当输入电压
最大时，VD3反偏电压Vrd3=350V。
2.VD4的反向耐压
在tON期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压Vrd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，
当输入电压最高时，VD4反偏电压Vrd4为
nJ（29
Vrd4=Vimax汉1+一=350汉1+一I-726V（7-42）
<
NJI27丿
7.3.10输出二极管的选用
输出二极管选用低压大电流SBD，特别注意反向恢复时间要短。
这是因为MOSFET通断时，
由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘故。
1.整流二极管VDi的反向耐压
在toFF期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管VD2导通，主绕组Ni感应电压Vi=330V;
次级N2电压加在整流二极管VDi的两端，因此，VDi的反向电压Vrdi为
N22
Vrdi=Vi2=325-24V（7-43）
Ni27
实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。
2•续流二极管VD2的反向耐压
在tON期间VDi导通，加在续流二极管VD2上的反向电压Vrd2与变压器次级绕组电压的最大
值V2max相同，即
（7-44）
VD「VD2导通上的电压波
V2max=如ax—=350—-26V
实际上，开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。
加在
形如图7-34所示。
（a）整流二极管VD,两端的电压波形
图7-34
（b）续流二极管VD,两端的电压波形输出二极管电压波形
整流二极管VDi的功耗Pd1为
Pd1=VFIoVrd1Iry丄
tON
♦
、Vrd1lrr（t）dt
（7-45）
续流二极管VD2的功耗Pd2为
Fd2=VF
Io守Vrd2Ir
1如
T-nVrd2lrr（t）dt
（7-46）
式中，Ir为反向电流,
trr为反向恢复时间,
均采用产品手册上给出的数值。
有功耗时,
出二极管的电压和电流波形如
图7-35所示。
（b）续流二极管VD,两端的电压波形
7.3.11变压器参数的计算
MOSFET的漏极电流平均值Ids为就是变压器初级电流的平均值，因此
li=1.48A
正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。
根据前述梯形波电流的有效值的公式
fDr
Ilrms=IlP；
31KK
式中，K是梯形波电流的前峰值|1B与后峰值I1P的比值，即K=I1B/I1P。
本电路Ids1就是I1B，Ids2就是I1P，则
K=Idsi/Ids2=0.9Ii/1.1Il〜0.82
初级电流的有效值I1rms为
D,2S42’2
I1rms=1.1Ids1KK2=1.11.481-0.820.822-0.96A
或用简单公式
1呎=Ids'
D=1.48、.0.42〜0.96A
次级电流的有效值I2rms为
恢复绕组电流的有效值|3rms为
"
也齐0.96監-0-89A
自然风冷时电流密度Jd选为2〜4（A/mm2）,强迫风冷时选为3〜5（A/mm2）较适宜。
根
据电流的有效值，变压器初级绕组使用的铜线①0.6，电流密度为3.4（A/mm2）,次级绕组使用
的铜线0.39，电流密度为4.8（A/mm2）,恢复绕组的铜线0.6，电流密度为3.15（A/mm2）。
7.3.12输出扼流圈的计算
输出扼流圈用磁芯有El（EE）磁芯、环形磁芯、鼓形磁芯等。
设计时注意事项与变压器一
样，磁通不能饱和，温升应在允许范围内。
使用的磁芯也与变压器一样，采用EI-28，电感量在
4.6^H以上。
因为流经线圈中的电流为20A，所以，使用0.5mmx9mm的铜条，电流密度为
202
~4.44A/mm2
0.5x9
采用上述铜条可以计算出最多只能绕6匝。
H7C4材料磁芯的间隙与A1-Value之间的关系如
图7-37所示。
由式（7-39）,需要的A1-Value值为
24.6汇10"
6a
A1-Value=L/N=2~12710
62
620
10=12710〜1793高斯
85
3000高斯以下。
查看图7-37所示曲线A1-Value值，可得间隙为1.4mm。
最大磁通密度Bm为
Bm=NI^（A1-Value）
S
磁芯的最大磁通密度与变压器一样，需要在
图7-37间隙与A1-Value之间的关系
正激式开关电源设计参数一览见表7-8。
表7-8正激式开关电源设计参数一览
工作频率
f
200kHz
占空比
Dmin
U|max=155VToNmin=1.35gsD=27.0%
Dmax
UImin=100VTONmax=2.09gSD=41.8%
Po
100W
变压器
初级
匝数N1
电感量
电流平均值Ids
电流有效值I1rms
绕组结构
电流密度
27匝
4.3mH
1.48A
0.96A
①0.6
3.4A/mm
次级绕组
匝数
电流平均值Io
电流有效值I2rms
2匝
—
20
12.95A
①0.3汇9
4.8A/mm
恢复绕组
电流平均值
电流有效值
29匝
1.38A
0.89A
3.15A/mm
型号
有效截面积S
剩磁通密度Bm
最大磁通密度Bm
EI-28
85mm
1000高斯
3000高斯
开关管
漏-源极最高电压Udsp
功率损耗Pq1
热阻Rfa
400V
7.3W
122C/W
输岀滤波电感
导线
电流
磁通密度Bm
6匝
0.5mm汇9mm
4.6gH
20A
4.4A/mm
1793
磁芯
反向电压Vrdl
整流二极管VDt
24V
续流二极管VD2
最大反向电压Vrd2
26V
恢复二极管VD3
最大反向电压Vrd3
350V
恢复二极管VD4
最大反向电压Vrd4
726V
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