安丽花 开关电源文档格式.docx
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主电路采用单端反激式变换电路，220V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C13为UC3842提供初始工作电压。
UC3842工作时由6脚输出驱动脉冲推动开关管工作，输出信号为高低电压脉冲。
高电压脉冲期间，开关管导通，电流通过变压器原边，同时把能量储存在变压器中。
此时变压器各路副边没有能量输出。
当6脚输出低电平脉冲时，开关管截止，变压器原边位置电流不变产生反方向的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量，同时反馈线圈向UC3842供电，如此循环工作。
工作原理图如图1所示。
图1单端反激式电源电路控制原理图
4系统电路设计
4.1整流电路
开机时，220V交流电经过保险管和热敏电阻整流后，对电容充电。
而电容的特性是瞬间充电电流为最大，从而对前边的整流二级管、保险管带来冲击，容易造成损坏，为提高电源设计的安全系数，常在保险管之后加入电阻进行限流，电阻越大时则限流效果越好，但是电阻消耗的电能也是越大的，开关电源启动后，限流电阻已没有作用，反而浪费能量。
为了达到较好的限流效果而又节省能量，我们经常采用负温度热敏电阻做限流电阻，吸收浪涌电流。
开机时，起到较好的限流作用，启动后，工作电流经过热敏电阻使其发热，热敏电阻阻值大幅下降，使其能量消耗降低到最低。
整流电路中二极管承受最大反向电压为
图2整流电路
我们选取二极管时其耐压值为
值的1-2倍，所以选取耐压值为500V左右的二极管，因此输出滤波电容的耐压值也应为500V，我们选用两个250V1000uf的电容串联，两个2K/1W电阻与之并联，平衡电容上的电压。
4.2变压器的设计
变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工作可靠性，以及输出电气性能都起着非常重要的作用。
本文介绍的单端反激式变压器的设计指标为：
输入电压：
220VAC
六路输出：
5V/0.5A，12V/0.5A，12V/0.5A，15V/0.5A，20V/0.5A，20V/0.5A。
输出功率：
70w
输入功率：
90w
开关频率：
40kHz
1）计算功率
变压器设计的最主要内容是计算其原、副边的匝数。
假设变压器的效率为80%，根据设计目标的要求，有六路输出，稳定输出值分别为5V、15V、12V、12V、20V和20V。
因为副边线圈获得的电压要经过调整、滤波和稳压等才能获得稳定的输出，所以副边线圈电压分别取值为10V、20V、17V、17V、25V和25V。
反馈线圈的电压值取25V，则输出功率为：
输入功率为：
2）计算功率管的峰值电流
选择功率管时需要考虑原边的峰值电流，否则选择不当无法正常启动电路。
峰值电流表达式为：
是整流后的直流电压，我们取值为300V，则
，因此我们选取功率管时，其耐流峰值应大于1A，本设计中我们选取的是P5NA90MOSFET管。
3）计算铁心截面积
4）计算原边匝数
在本设计中取0.4，
为变压器铁心的磁通密度值，一般取值范围为
，这里取值为0.2T，开关周期
，因此原边匝数为：
5）计算副边匝数
根据变压器匝数和电压的关系式：
，则各副边匝数为：
5V输出端匝数：
15V输出端匝数：
12V输出端匝数：
20V输出端匝数：
反馈绕组线圈匝数：
因此由此计算我们得到的了原、各副边和反馈线圈的匝数，但这些值只是理论计算值，实际调试中还需要对这些值进行调节。
6）计算气隙
原边电感可通过电流波形图的斜率
按下式求出
在计算开关管吸收电路时，假设三倍时间内放完电，因此有
，则
时间内电流平均值
等于
在周期
的平均输入电流
因此有
所以
则气隙
4.3吸收电路设计
本文设计中包括两个吸收电路：
变压器原边吸收电路和功率开关管的吸收电路。
4.3.1变压器原边吸收电路
每当开关管由导通变为截止时，在变压器的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。
其中尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成的，它与直流高压和感应电压叠加后很容易损坏开关管，为此加入RCD缓冲电路，对其尖峰电压进行箝位或吸收，如图3所示。
图3RCD箝位电路工作原理图
图中，
是箝位电容两端的电压；
是输入电压；
是开关管漏极电压；
是初级绕组的电感量；
是初级绕组的漏感量。
在RCD缓冲电路中，电阻和电容的取值都比较大，箝位电容C上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，我们可以用一个恒定值
来表示箝位电容两端的电压。
因此，可以按以下步骤来设计RCD缓冲电路。
1）确定箝位电压
。
式中，
是开关管的漏源极击穿电压，当开关管关断时，直流电压的峰值一般为整流直流的2-3倍，这里取
箝位电压与开关管的
及输入最高电压
有关，若考虑0.9的降额使用系数，则
由式确定。
2）确定初级线圈的漏感量
初级线圈的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是将各个次级绕组短接，测量初级线圈的电感量即为漏感值。
根据前面我们计算的匝数比，绕好变压器后，将各副边线圈短接测量原边线圈电感量
=1.68mH。
3）确定箝位电阻R
箝位电容两端电压用恒定值
表示，因此箝位电阻消耗的功率为：
从能量方面守恒原则考虑，有
是箝位电阻消耗的能量，
是初级线圈漏感中存储的能量，
次级到初级的折射电压。
将能量转换为平均功率则式可表示为：
是变换器的工作频率，
开关管的最大峰值电流（
），这样由式和式就可得到箝位电阻的计算公式：
式中取
，由式得
，而次级到初级的折射电压为：
将
，
和式代入式得，
根据R的计算值，我们选取
的电阻。
4）确定箝位电容C
箝位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这个脉动电压
为箝位电压的
，因此，箝位电容的最小值表达式为：
所以取
完成上述步骤，则完成了变压器原边RCD缓冲电路的设计。
4.3.2开关管吸收电路
功率管关断过程是开关管最易损坏的时间，因此必须有保护电路，即RCD缓冲器。
其工作原理是：
当开关管关断时，电容通过二极管被充电，这样集电极电流有了分路，集电极电流能较快地减小。
当开关管导通时，电容通过电阻和开关管放电。
电容和电阻参数的选择可根据经验公式求的，在关断时，能量转移关系可写成：
—最大的集电极电流（A）；
—最大的集电极—发射极电压（V）；
—最大的集电极电压上升时间（
）；
—最大的集电极电流下降时间（
）。
解得电容C的表达式为
本文设计中我们选用的功率管是MOSFETP5NA90。
根据P5NA90的参数资料知，
，根据设计要求，
，将这些参数带入式得：
根据计算值，选取300pF的电容。
我们选择RC，使电容在每次导通时间
中，可放完电。
假设三倍时间常数可以放完电，则
为了防止开关管开通时，由于放电电流
的存在影响开关管的安全，记得的电阻值必须限制放电电流为集电极电流
的1/4，则
如果按式计算得R，使之不满足式时，则按
重选R值。
电阻的功率为
本文设计中D=0.4，所以
将式和式代入式得，
且经验证
，计算电阻的功率
4.4控制电路设计
本文设计选用UC3842芯片作为控制芯片，其内部结构图如图4所示。
UC3842为八脚双列直插式封装，主要由5.0V基准电压源、用来精确地控制占空比调定的振荡器、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。
1脚为COMP端；
2脚为反馈端；
3脚为电流测定端；
4脚接Rt、Ct确定锯齿波频率；
5脚接地；
6脚为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；
7脚为集成芯片工作电源电压端，可工作在8~40V，本文中工作在18V；
8脚为内部供外用的基准电压5V，带载能力50mA。
图4UC3842内部结构图
首选由变压器原边主电路通过启动电阻R1提供电流给电容C14充电，如图1所示。
当电容电压达到UC3842的启动电压时，并用稳压管稳压，同时并联电解电容滤波。
当6脚输出低电平脉冲时，开关管截止，变压器原边位置电流不变产生反方向的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量，同时反馈线圈向UC3842供电。
1）外围电路设计
典型外围电路图如图5所示。
在开启之前，UC3842消耗的电流在1mA以内，电源电压接通之后，7脚电压升至18V时UC3842开始工作，启动正常工作之后，它的消耗电流为15mA，根据这些参数，选取阻值大一些的电阻，本次设计中选取100k/2w的R1。
UC3842的4脚为定时端，和8脚外接接振荡电路RC电路，产生所需频率的锯齿波，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，
根据设计指标，需要的开关频率为40KHz，即有
先确定电阻R=20K，则由可得，C=2250pF,考虑关断时会存在一个电压尖峰值，于是这里选取222/630V的电容。
即图1中C11和R13。
图5UC3842典型外围电路
8脚是其内部基准电压（5V），有50mA的负载能力。
脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个100K的电阻构成比例调节器。
脚6为输出端，经一个限流电阻（
）限流后驱动功率管MOSFET（P5NA90），为保护功率管MOSFET，在脚6并联一个18V的稳压二极管。
此外，由于漏感等原因，开关电源在每个开关周期都有很大的开关尖峰，即使占空比很小时，辅助电压（7脚上的电压）也不能够降到足够低，所以一般在反馈绕组的整流二极管D3上串一个电阻R6和电容C5形成滤波，滤掉开通瞬间的尖峰。
2）电流反馈电路
UC3842采用的是峰值电流控制模式，脚3是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由R5、R14和3脚组成。
从脚3引入的电流反馈信号与脚1的电压误差信号比较，产生一个PWM波，由于电流比较器输入端设置了1V的电流阀值，当电流过大而使电阻R5上的电压超过了1V时，将关断PWM脉冲，反之保持此脉冲。
由于电阻R5检测出的是峰值电流，因此它可以精确地限制最大输出电流。
这里R5取为
，R14取为20K，滤波电容取为1000pf。
3）电压反馈电路
在反馈绕组端串联一个电阻和变位器来获取电压，通过调节变位器R11获得反馈电压送入UC3842的2脚，当其值大于1/2的基准电压，即2.5V时，6脚停止输出脉冲。
根据公式
根据图1可知，
为限流电阻，阻值选取10k，若可变电阻
=10k，则反馈电阻R约为3K。
4.5输出电路设计
二次侧电路原理图如图6所示。
图6二次侧电路原理图
要得到期望的稳定输出值，在每路输出端串联一个快速恢复二极管整流，若在二极管前加一个电感对初次获得电压进行滤波，效果会更好。
然后经电解电容滤波，输入78系列的集成稳压管，输出端也需要加电容和电解电容进行稳压和滤波，才能获得稳定的输出。
电容的电压值只要大于二次侧的电压，且容量要大一些，滤波效果比较好。
因为二次侧电压最大不超过30V，我们这里统一选取2000uF/35V的电解电容和104的电容。
且六路输出中所用的快速恢复二极管同一选用FR203，详细电路图见附录2。
5实验验证
按照完整的电路原理图，见附录1和附录2，焊接电路板并对其进行了检测和分析。
实验电路主要参数为：
6路输出，各路输出电压（20aV/20bV/12Av/12Bv/15V/5V），开关频率40kHz，变压器原（107）、副边匝数（9/9/6/6/7/4），变压器原边电感量4.14mH等。
且在满载时检测此电路。
我们检测了UC3842的7脚电压波形、6脚的输出脉冲波形、3脚的采样电流波形以及各路输出的电压波形等。
波形如图7所示，在每路输出加入负载，负载阻值可由
计算所得，测得的各路输出电路中集成稳压管前后电压值如表1所示。
表1各路输出稳压前后电压值
序号
20aV
20bV
12aV
12bV
15V
5V
稳压前
稳压后
1
24.1
19.6
23.4
19.5
13.7
11.8
13.5
11.7
16.6
14.8
6.4
4.8
2
25.3
20
24.3
15.2
12
14.9
18.3
15
8.6
5
3
24.8
23.6
15.1
19.1
8.2
（a）6脚输出驱动脉冲
（b）7脚输入电压波形
（c）20V输出端波形
（d）15V稳压输出波形
（e）12V稳压输出波形
（f）5V稳压输出波形
图7检测波形图
6结论
实验结果表明，本文设计的单端反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小等优点，且稳定性好。
在调试电路时遇到的主要问题是设计UC3842外围电路的参数选择问题。
经仔细调节和修改，最后本次设计确定的原副边匝数比为：
参考文献
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[5]张志薇,吴辉,贵洪奇.基于UC3844的多路输出IGBT驱动电源设计[J].电源技术应用,2006,（9）
附录1主控制电路原理图
附录2输出电路原理图
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