交互式正激电路拓扑及其优点UCC28220Word下载.docx
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正常工作时电压约2.5V.
OUT1及OUT2.这是与外部MOSFET驱动器接口的PWM输出缓冲器，输出驱动能力为33mA.输出阻抗100Q.电平在VREF到GND.
L1NEOV此端接内部比较器，用于监视线路电压用于过压保护电压为
1.26V
LINEUV,此端接内部比较器用于欠压，典型值为1.26V.
L1NEHYST.此端控制LINE的0V及LINE的UV端，掌握两者窗口阈值.
REF,基准电压为3.3V,给两输出供电，也给IC内其它电路供电。
设置短路保护为改善噪声免除推荐外部最少用O.luf电容旁路到地。
IC电路介绍
该器件由几个能更好地管理好两个斜率补偿的交互PWM的通道方框组成.
电路在Vdd8V~14V电压供电下运行，UCC28221多一个JFET起动电路其它部
分相同。
Ucc28220/28221是一款初级侧控制电路，交互地控制两个通道的功率变
换，器件用于正激及反激拓扑均可，有从60%~90%的最大占空比，增加辅助驱动即可实现有源箝位控制方式，也可以采用RCD箝位或谐振式复位的正激电路，为确保两信道均衡整个变换器输出电流，使用了电流型控制，用了内部斜率补偿，它让用户可设置超过50:
1范围的能力，以确保宽范围应用及小信号时的稳定。
线路过压及欠压的确定
在线路电压超出工作范围时，IC有三个端子处理开启，关断及软起动，过压点，欠压点及窗口阈值可以用外部电阻来精确设置。
图1及图2展示出细节，
由下面几个公式表示出来：
R1
（R2+R3）
V1=1.26X+1.26
R1+Rx
V2=1.26X
Rx
Rx=R411（R2+R3）
R1+R2+R3
R3
V4=1.26X
-R4
V3=V4-1.26X（）
过压，欠压的窗口，可用V2-V1及V4-V3计算，R4设置窗口的总量.下面的数值即为所求出的各组件值.
由于在VDD的电容中要储存所需能量，要足够的电解电容，为了噪声免除要并一支O.luf电容旁路，在多数场合，对MOSFET的驱动器的偏置电压也要接于VDD，因此从输入电压接一串联电阻到此端用于起动（UCC28220）.
基准电压
此端加一较大旁路电容，用于噪声免除，推荐为O.luf.
振荡器及最大占空比设置
振荡器采用内部电容给两个PWM通道产生时基，振荡频率可从200KHZ调到2MHz,占空比范围可从20%~80%.调节两个PWM频率为振荡器的1/2,死区时间亦是。
20%振荡器占空比对应60%的最大占空比输出。
80%振荡器占空比对应90%的最大占空比输出。
设计计算公式如下：
fosc=2fout
Dmax（osc）=1-2[XDmax（out）]
Rchg=Kosc?
DmaxGsc）_
fosc
Rdvschg=Kosc?
——jDmax（osc）
此处，Kosc=2X1010Q/S.fout=芯片输出的频率
DMAX（out）=芯片输出的最大占空比限制
DMAX（osc）=芯片振荡器的最大占空比输出
Fosc=振荡器频率
Rchg=外振荡器电阻设置充电电流用
RDISCHG=外振荡器电阻设置放电电流用
起动JFET部分
内部一支110VJFET放入可从36~75V通信电压作输入源，当VDD于13V时，JFET导通，作为电流源给VDD电容充电作偏置源。
此时，VDD达13V时,器件起动，输出，同时JFET关断，而当VDD减到10V以下，器件输出终止。
见图2,Ucc28220没有此部分。
软起动
SS端强制一电流输出等于由RCHG设置电流的3/7,提供给SS上电容的斜波，此电流等于2.5V/RCHG,此斜波电压超过CTRL端上的占空比命令即允许启
动，在允许的初级侧软起动迅速完成即该允许二次产生电压，并反馈，一旦软启
动阶段完成死循环即实现」SS=3/7x2.5/Rchg.Iss即是SS端在软起动时给出的电流.
电流检测
电流检测信号CS1及CS2的水平为0.5V，并有斜率补偿的斜波也加到其上，电流检测信号幅度在满载时如下选择，要非常的接近最大控制电压，此为在短路时限制峰值输出电流用.
输出驱动
Vcc28220/28221要与MOSFET驱动器接口如Vcc27323/4等，不如此，则驱动能力很低，内阻约为100ohm幅度为VREF到GND.
斜率补偿
VCC28220/28221的斜率补偿电路工作在逐个周期的偏置状态，两通道有各
自的斜率补偿，用精密安排的相同方式以达到两路均流的目的，而不影响斜率补
偿，对每个通道，内部电容用来复位使通道关闭，在PWM周期开始时，SLOP
端的电流镜像进入此电容.并开发出两个独立的斜波，在通道输出从低到高时，两个通道的斜波即开始，两斜波是交替的，这些内部斜波加到电流检测端子的电压上，CS1及CS2形成到PWM比较器的输入信号.
为确保稳定，斜率补偿电路必须加到每个电流检测信号的电感下斜率的
1/5~1倍，这样再加到PWM比较器的输入.
用此模式决定斜率补偿电阻的斜率•（例子•略）•
再决定斜率补偿电阻值Rseope,以提供所需的补偿总量.典型应用如下，这
是一个200W的DC/DC变换器.
下面给出采用Vcc28221的通迅DC/DC设计程序.
功率级设计
1.主功率变压器匝数比（T3及T4）
第一步计算所需的变压器匝比，由最大占空比0.5，此为最低输入电压
Vin（min）计算如下：
ViN（min）-1V
VOUT+1V
a=Np/Ns=Dmaxx=1.4
2.输出滤波电感
输出滤波电感按最坏情况的纹波电流计算，此时为最小占空比Din及最
大输出功率.Pout（max）（200W）•输出电容的纹波电流在交互式正激电路中
Lout在最大纹波电流60%时计算，对于本设计，选择3.2uH的薄型电感,为VISHAY公司IHLP5050D.
Vout+1V
ViN（max）-1V
Dmin=a（）
Vout?
（・Dmin）
Lout=（0.6Rout（max）/Vout忽Xs）
3.选择半导体功率组件Q1,Q2,D8,D9,D10,D11.
在选择功率组件MOS及肖特极二极管之前需求出各组件功耗.Psemi假设效率为85%，为实现设计目标，要预计一下组件功率，每个组件应小于总功率
6
的1/6，按下式求出为5W.
Psemi=Pout•（）=5W
4.功率MOSFET的选择（Q1,Q2）
寻找合适的MOSFET以实现效率目标，需要计算和试验.
下面公式将帮助你估计MOS的漏源电压，即MOSON及OFF时的损耗,
PGATE为驱动损耗，Pcoss为FET输出电容带来的损耗，综全在一起，对本设
计我们选择VASHAY公司的SVM65N20-30,这是一支200V的功率MOS,按其
参数计算出的损耗约6.8W.
Dmax
Pout（max）
2>
ViN（min）:
Ipeak=
V1N（max）
Pswitoh=2
（IpeakQ1）?
（ton+top）?
fs
Pgate=QG
?
Vgate?
Prds（on）=
（Ipaek?
max）2xRds（on）
Pcoss=1/2CossxV1n（max）2?
PQ1=PQ2=Pswitch+Prds（on）+Pcoss+Pgate
5.输出整流的选择（D8,D9.D10,D11）
功耗预计给出的输出部分为16.4W，下面几个公式给出输出整流器的的最大反向电压.VD（max）二极管的功耗PD（max）二极管正向压降为0.75V，按公式计算出为12.5W,萧特基能承受的反压为85V.
V1N（max）XDmax
（1-Dmax）
VD=.n/2.1/2
PoutVf
Vout
PD=
6.展示交互正激变换器的意义
两组交互式正激变换器即两个相差180C的正激电路，两个关键的意义即是减少输入及输出电容上的纹波电流，图3所展示的输入输出电容的纹波电流波形系在50%占空比时.
输入电容CIN需要滤掉AC成分的变压电流，输入电压电流（ICIN）是直流输入电流IIN.
少于两变换器电流（It1+It2）.由于占空比D约50%。
变换器负载的总电流接近DC输入电流，输入电容仅需要滤掉输出电感折返回的电流及变压器磁化电流.
输出电容Cout需要滤去电感的交流电流，交流电流是直流负载电流减去两电感的纹波电流（I1+I2）在50%占空比时两电感电流相位差180C,两只电感电流波形对称，其总和刚好为DC,所以滤波电容可不用过滤电感的交变电流，从而可以少用电容，纹波电压也明显地减小•
输入输出电容的纹波电流会随占空比变化，占空比低于50%时，输入电流变为断续。
输出电感纹波电流也不如上述对称，电感纹波电流也不能除掉，为此交互正激设计师要注意，以便选择合适的电容•
7,输出滤波电容的选择
选择输出滤波电容很像单端正激选择方法，要满足输出纹的需要，取决于电感的纹波电流总量.在最坏情况下计算，图4展示出电容电流纹波与电感电流纹波之比随占空比的变化.在本设计中，占空比从0.25变到0.5最坏情况出现在0.25占空比处,对于本设计纹波电流在最坏情况为4A.
K（D）=△lout/△lout=1-2D/1-DD=0.5
1-2右l-D）
1-（1-D）
K（D）=D三0.5
下面公式用于选择输出电容的大小，及其允许的最大ESR.对本设计，ESR
Vripple0.4
为21mQ.最小电O&
为12uf.
ESR==0.021Q
△ICoutxDmin
8.Vripple0.1fS
Cout==12uf
对输出电容RMS电流的计算，可以直接按下式计算:
△ICout
Irms==2.1A
8.输入滤波电容的选择（C4,C14,C16）.
选择输入电容更为简单，它只取决于输入的纹波电压及纹波电流，下面公
式及图5展示出输入电容的RMS电流与占空比的关系。
在本设计中，D从0.25
变到0.5，从图1可得出最坏情况在D为0.25时，此时，RMS电流为3A.
lout=Pout/Vout感•（LM）还要找出变压器开关结点处整个的电容.下面的计算用来求出开关结点
下面公式用于选择允许的最小输入电容，（C1N）及最大ESRC1N.允许Vripple三
30%的V1N（min）,峰值输入纹波电流lpeak（cin）为8A.允许的ESR为135mQ.
9.功率变压器的设计
为令变压器复位采用了自谐振技术.为在此复位技术下工作，需要输入磁化电
的电容及允许的励磁电感，CD参照输出整流二极管的结电容。
（D11）.Cpcb为估算的印板电容及CTR.CTR为内部变压器绕组间电容，为计算功率MOSFET的平均源漏电容，需要其数据表的COSS，电容及漏源电压。
在36V时，VDS的平均电容COSS.整个计算为1.6nf.整个励磁电感54uH.为简化设计，我们用
Payton公司的50863，其匝比为1.4励磁电感为35uH.
CD=Cdikode/a2Cpcb=1OOpf.CTR=100pf
Coss=2xCossX'
VDS/VDSoff.Ctotal=CD+CPCB+CTR+Coss（arg）
LM=（TReSeT）2?
1/Ctotec=54uH.
n
10.斜率补偿电阻R2的选取.
为满足电流互感器的功率需要，选择1:
50匝比，用于设计，为确保环路稳
定，电感部分的下斜率（Islope）需要增加电流检测信号.UCC28221.PWM控制器有一个内部斜率补偿，它可以用一支外接电阻来设置，（Rslope）.一旦电感电
流下斜率计算出来，Islope需加入的电流检测信号亦即可以计算出来，加的电流
检测信号的总量电压也可算出，于是Rslope即可求出。
Islope=Vout⑴Dmin）
Lout?
fs?
a
Vslope=Islope?
acs?
Rserse
Rslope=R2=—
25X0pfXslopeX
11.电流检测电阻的选取（R13及R15）需要计算出输出滤波电感的折返参
量，变压器励磁电感电流IM,对此设计基于变压器磁化电流及折算的变压器电感
电流，需此电阻为5.25ohm
Rsense=-=5.25Q
（iReflected1.3+lslope+lm）acs
12.电压环路补偿.
图6示出功率变换器的控制方框，为补偿电压反馈的环路.（T（S））需要了
解功率级输出增益控制的小信号特性（Gcocs）以及补偿网络的小信号特性
（Gc（s））还有光耦的Gcocs_.
T（S）=Gc（s）>
Gopto（s）>
Gco（s）
补偿网络由TL431用于作运放的R36,R39取样电阻补偿回路R35,C31及
C29,它们都做为反馈环路ef设置的电压分压器需预选R37以及TL431的基准
Vref
电压值.
R36=R37X
R37
H（S）=
R36+R37
S=j2?
nf
Gco（s）=△Vout=aRc1+SXESRCout
△VcacsRsense1+SXRcXCout
Gcodb（s）=20log\Gco（s）\
光耦通党用于隔离边界处，从输出到输入部分的通迅.当然这些都不是理想
器件，而且都会影响到整个环路补偿，但光耦的小信号特性看上去还比较理想，光耦在这里的小信号特性Gopto有一对极点（fp）其在50KHZ处且Q值为1,这取决于在设计中所用的光耦品种及工作点.
R241
Gopto（s）=
Goptodb（s）=20loXGco（s）\
下面公式描述了TL431的反馈补偿的小信号传输函数
RF=R35?
RI=FR3XrFXC2=|C31,Cp=C29
Gc（s）=SXC2XF2X；
SXFfXCp+1）
Gcdb=20dog\Gc（s）\.
通常电压环需要跨过fc并低于开关频率的1/6.，还要位于光耦之下（fp）该变换器设计的跨越频率fc为8KHz,完全满足需要。
为选择反馈电阻RF,需要计算控制到输出的增益.Gcodb（S1）,及光耦的增益.Goptodk（S1）,且要复盖频率fc.
S1=J2XtX：
c-[Goptob（ss1）+Gcodb（s1）
为保证至少45C的相位移动（PM），要加一零点在补偿环中位于需要的复
1
盖频率，此由补偿臥络的电容C2选定.
=6.8uf.
C2=C31=
为保证环路稳定，另一个极点要加到开关频率的1/2处以确保高频增益，这
可以用选择极点电容Cp来完成.
图7和8展示出电压环（Tdb（s））的功率变换器的频率响应，在最低及最高
输入电压以及最大负载时测得，从图可见，功率变换器的电压环在最低输入36V
时有大约7KHz的复盖频率，此处相移为42C,在最高输入电压75V时，电压环的交叉在9KHz处，此处相移为46°
C.
设计特牲总结图9展示出变换器整个系统的效率变化，从图可知，它可得到在最大负载的效率为87~90%.完全满足设计目标85％.
图10展示出输出电容的对消特性，此为最低输入电压时，检出为200W功率，此为交互式正激控制的最优秀特性.
图11展示出输出电容纹波电流在最高输入电压时的对消情况，输出功率也是200W,此时占空比为25％，输出纹波电流也减小了35％（此单正激）这对大电流应是很优秀的特性.
结论
交互正激主要意义在于降低输入及输出的纹波电流,可采用小一半容量的电容，同时也降低了EMI.
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