直流电动机PWM控制系统设计Word格式.docx

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只要按照一定的规律改变通、断电的时间，即可使电机的速度达到并保持一稳定值。

本课程设计的直流电动机调速系统采用脉宽调制方式,与晶闸管调速相比技术先进,可减少对电源的污染。

通过介绍双闭环PWM直流调速系统原理基础上，根据系统的动、静态性能指标采用工程设计方法设计调节器参数。

并运用MATLAB的Simulink和Power 

System工具箱、面向系统电气原理结构图的仿真方法，实现了转速电流双闭环PWM直流调速系统的建模与仿真。

给出了PWM直流可逆调速系统的仿真模型和仿真结果，验证了仿真模型及调节器参数设置的正确性。

关键词：

直流调速；

PWM；

双闭环；

PI调节

2.系统概述

2.1系统构成

本系统主要有信号发生电路、PWM速度控制电路、电机驱动电路等几部分组成。

整个系统上采用了转速、电流双闭环控制结构，如图1所示。

在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。

从闭环反馈结构上看，电流调节环在里面，是内环，按典型Ⅰ型系统设计；

转速调节环在外面，成为外环，按典型Ⅱ型系统设计。

为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用PI调节器并对系统进行了校正。

检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速还则是采用了测速电机进行检测，达到了比较理想的检测效果。

主电路部分采用了以GTR为可控开关元件、H桥电路为功率放大电路所构成的电路结构。

PWM方式是在大功率开关晶体管的基极上，加上脉冲宽度可调的方波电压，控制开关管的导通时间t，改变占空比，达到控制目的。

图1是直流PWM系统原理框图。

这是一个双闭环系统，有电流环和速度环。

核心部分是脉冲功率放大器和脉宽调制器。

控制部分采用SG1525集成控制器产生两路互补的PWM脉冲波形，通过调节这两路波形的宽度来控制H电路中的GTR通断时间，便能够实现对电机速度的控制。

图1直流电动机PWM系统原理图

图2为控制电路的原理图。

图中，V为大功率晶体管，C1、R1、VD1为过电压吸收电路。

由SG1525集成PWM控制器产生的PWM信号，经驱动电路隔离放大后，驱动晶体管。

输出的PWM电压平均值按下式变化，其中的值由SG1525定频调宽法，即T1+T2=T保持一定，使T1在0～T范围内变化来调节。

Ua=

Ud

系统的直流主回路电源VD，经三相桥式不可控整流滤波电路供电。

当被控直流电机的额定功率较小时，VD也可由单相桥式不可控整流滤波电路供电。

系统由主开关器件V的PWM斩波渡控制，在电感L左端形成主控回路的PWM脉宽可调控电压Ua，Ua再经LC滤波得到直流电机两端的平直直流电压Va。

图2系统结构图

2.2直流电动机的脉宽调制的工作原理

PWM驱动装置是利用大功率晶体管的开关特性来调制固定电压的直流电源，按一个固定的频率来接通和断开，并根据需要改变一个周期内“接通”与“断开”时间的长短，通过改变直流伺服电动机电枢上电压的“占比空”来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速。

因此，这种装置又称为“开关驱动装置”。

PWM控制的示意图如图2所示，可控开关S以一定的时间间隔重复地接通和断开，当S接通时，供电电源US通过开关S施加到电动机两端，电源向电机提供能量，电动机储能；

当开关S断开时，中断了供电电源US向电动机电流继续流通。

图3PWM控制示意图

电压平均值Uas可用下式表示：

Uas=ton·

Us/T=αUs（1-1）

式中，ton为开关每次接通的时间，T为开关通断的工作周期，（即开关接通时间ton和关断时间toff之和），α为占空比，α=ton/T。

由式（1-1）可见，改变开关接通时间ton和开关周期T的比例也即改变脉冲的占空比，电动机两端电压的平均值也随之改变，因而电动机转速得到了控制。

2．3主回路

在系统主电路部分，采用的是以大功率GTR为开关元件、H桥电路为功率放大电路所构成的电路结构。

如图2所示。

图中，四只GTR分为两组，

和

为一组，

为另一组。

同一组中的两只GTR同时导通，同时关断，且两组晶体管之间可以是交替的导通和关断。

欲使电动机M向正方向转动，则要求控制电压

为正，各三极管基极电压波形如图3所示。

欲使电动机反转，则使控制电压

为负即可。

图4双极式H型PWM变换电路

图5双极式PWM变换电路的电压、电流波形

设矩形波的周期为T，正向脉冲宽度为

，并设λ=

/T为占空比。

则电枢电压U的平均值

=（2λ-1）

=（2

/T-1）

，并定义双极性双极式脉宽放大器的负载电压系数为

ρ=

/

=2

/T-1

即

=ρ

可见，ρ可在-1到+1之间变化。

双极式PWM变换器的优点：

1、电流一定连续；

2、可使电机在四象限中运行；

3、电动机停止时有微振电流，能消除正、反向时的静摩擦死区；

4、低速时，每个晶体管的驱动脉冲仍较宽，有利于保证晶体管可靠导通；

5、低速平稳性好，低速范围可达20000左右。

3.单元电路设计

3．1转速、电流双闭环调节电路

3．1．1电路原理

在双闭环直流调速系统中设置了两个调节器，转速调节器的输出当作电流调节器的输入，电流调节器的输出控制晶闸管整流器的触发装置。

电流调节器在里面称作内环，转速调节器在外面称作外环，这样就形成转速、电流双闭环调速系统。

双闭环直流调速系统原理图如图7所示。

检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速则是采用了测速电机进行检测。

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器都采用PI调节器。

PI调节器的输出由两部分组成，第一部分是比例部分，第二部分是积分部分。

把比例运算电路和积分电路组合起来就构成了比例积分调节器，如图6所示。

可知

UO=-I1R1-

∫Uidt

I1=I0=Ui/R0

U0=-R1Ui/R0-R0C1/1∫Uidt

当突加输入信号Ui时，开始瞬间电容C1相当于短路，反馈回路中只有电阻R1，此时相当于比例调节器，它可以毫无延迟地起调节作用，故调节速度快；

而后随着电容C1被充电而开始积分，U0线性增长，直到稳态。

图6PI调节器电路

3．1．2转速、电流调节电路

转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速跟随其给定电压变化，稳态时实现转速无静差，对负载变化起抗扰作用，其输出限幅值决定电机允许的最大电流。

电流调节器使电流紧紧跟随其给定电压变化，对电网电压的波动起及时抗扰作用，在转速动态过程中能够获得电动机允许的最大电流，从而加快动态过程，当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。

一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。

图7转速、电流调节电路图

ASR–转速调节器ACR–电流调节器GT–触发装置

M–直流电动机TG–测速发电机TA–电流互感器

UPE---电力电子变换器Un*---转速给定电压

Un---转速反馈电压Ui*---电流给定电压Ui---电流反馈电压

图中，来自速度给定电位器给定的信号Un*与速度反馈信号Un比较后，偏差为△Un=Un*-Un，送到速度调节器ASR的输入端。

速度调节器的输出Ui*作为电流调节器ACR的给定信号，与电流反馈信号Ui比较后，偏差为△Un=Ui*-Ui，送到电流调节器ACR的输入端，电流调节器的输出Uct送到触发器，以控制可控整流器，整流器为电动机提供直流电压Ud.。

3.2PWM驱动装置控制电路

图8PWM驱动装置控制电路框图

3.3.1恒频波形发生器

它的作用是产生频率恒定的振荡信号作为时间比较的基准，其波形可以是三角形波或锯齿波。

PWM波由具有输出的PWM控制器产生。

3.3.2脉宽调制器

它的作用是实现电压、脉宽的转换（V/M），即形成PWM信号。

SG1525集成控制器由R2和Rp1分压给出EA（+）（2引脚）的系统设定值电压。

这就要求提供此电压的基准电源VREF有较高精度。

VREF受15引脚VCC1电源电压的影响。

VCC1是标准三端集成稳压器的输入电压。

VREF是稳压器的输出电压Vcc。

低于7V或严重欠电压时，VREF的精度值（5．1V±

1%）就得不到保证；

为防止EA（+）设定值电压波动导致系统失控，在器件内部设置有欠压锁定功能。

出现欠电压时，欠电压锁定功能使图7中A端线由低电压上升为逻辑高电压．经“或”一“或非”门输出转化为P1=P2=

=

；

=

=1；

P1和P2的逻辑低电压使输出驱动晶体管T1和T2截止，P1和P2的逻辑高电压使晶体管T和T的集电极对地导通。

控制器11和l4引脚的输出电压脉冲消失（V01=V02=0），功率驱动电路输出至主开关管V的控制驱动脉冲消失，主开关管关断使直流电机停转。

欠电压使A端线高电压传递到T3晶体管基极，T3导通为8引脚外接电容C3，提供放电的路径。

C3经T3发射极电阻放电为零电压后，限制了比较器C的PWM脉冲电压输出，该脉冲电压上升为恒定的逻辑高电压。

PWM高电压经PWM锁存器输出到D端线仍为恒定的逻辑高压，C3电容重新充电之前，D端线的高电压不会发生变化。

D与A同为高电压．双重封锁V01和V02为零出。

欠电压消失后，欠电压锁定功能使A恢复低电压正常值，A的低电压使管恢复截止。

C3电容由50µ

A电流源缓慢充电。

C3充电对PWM和D端线脉冲宽度产生影响。

同时对V01和V02产生影响，其结果是使V01和V02脉冲由窄缓慢变宽。

只有C3充电结束后V01和V02脉冲宽度才不再受C3充电的影响。

参见图8和图9。

图9SG1525集成PWM控制器的内部结构图

由于V01和V02脉冲宽度受C3充电影响缓慢加宽，欠电压消失后的功率驱动脉冲也是由窄变宽的，主开关管斩波输出的直流电压Va呈现出由小变大的趋势，而不是跃变为某一固定值电压。

这种软启动方式，使系统主回路电机及开关器件避免承受过大的冲击渲涌电流。

C3一般选用几微法的电解电容器.

3.3.3系统的故障关闭功能

为便于从直流电机主回路接受检测到的故障信号，例如，电机过电流，过电压，VD直流失压等故障信号，集成控制器内部T3晶体管基极经-50k13电阻连接1引脚。

外部故障信号使Va稳压管导通时，稳压管导通电流在R6两端产生逻辑高电压，此逻辑高电压使T3管基极上升为逻辑高电压。

由于T3基极与A端线相连，故障信号产生的关闭过程与欠电压锁定过程类似。

即使P1=P2=0，T1和T2晶体管截止；

=1，

导通。

V01=V02=0；

关闭驱动脉冲使主开关管V关断，Va=0，电机停转。

另外，故障信号使，导通提供8引脚㈩脚C3电容的放电路径，C3放电到零电压为软启动作好准备。

故障消除后T3截止,C3由电流源缓慢充电，V01和V02脉冲由窄变宽，由低值逐渐升高到某固定值，电机在不承受过大启动电流的状态下．平稳上升到某固定转速。

3.3.4系统波形与控制方式分析

系统控制器输出的控制脉冲电压V01和V02（11和14脚）的上跳时间，由一个锯齿波电压V+的谷点时刻确定。

即V01和V02总是在锯齿渡电压V+取最小值时，由逻辑低电平上跳为逻辑高电平（图3）。

为保证V01和V02不同时出现逻辑高电压（每间隔一个锯齿波出现一次），Vo1和Vo2的频率设置为锯齿波电压频率的二分之一。

图2中，FF触发器在CP脉冲控帝葺下输出Q和

两个二分频计数脉冲分别至不同或一或非门口B输入端，即可达到上述频率设置的目地。

CP脉冲出现的时刻与锯齿波峰点对齐，CP后沿下跳时刻与谷点对齐，这样可保证CP与锯齿渡的同步同频率变化。

CP与锯齿波V+的同步同频率设置功能，由OSC振荡器完成。

CP实际是由双门限比较器将锯齿波电压整形后的。

OSC输出波形参见图3。

Vo1和Vo2脉冲的后沿下跳时刻由锯齿渡V+的上升沿区间和V一电压的交点确定，当V+上升到V+≥V-的临界对应时刻时，Vo1或Vo2脉冲由逻辑高电平跳变为逻辑低电平。

误差放大器EA的输出电压V-，可由2引脚设定电位器Rp1调节。

调节Rp1使V-等于V+的谷点电压时，Vo1和Vo2的脉宽缩减为零，Vo1=Vo2=0；

调节RP1使V-等于V+的蜂点电压时，Vo1和Vo2的脉宽达到最大值。

由于V-电压由V+的谷点到峰点电压调节时，和V+交点在锯齿波上升沿移动所对应的时间为t1，Vo1和Vo2的最大脉冲宽度也为t1。

V+与V-的交点比较功能由C比较器（图2）完成，当V+≥V-时，C比较器输出的PWM渡形由逻辑低电平变为高电平；

V+≤V-时（V+下降沿交点），C比较器输出PWM波由逻辑高电平变为低电平，为保证PWM波宽不致于太窄，用PWM锁存器锁存高电平值，并在CP脉冲下跳时对锁存器清零。

以进行下一个比较点的锁存。

经PWM锁存器输出到“或”一“或非”门C输入端的脉冲最小宽度与CP同宽。

集成控制器与系统工作波形图见围3。

系统的自动调节过程分析如下：

图10SG1525各点波形与PWM斩波调压波形

调节电位器RP1使误差放大器输出一固定的V-电压．在V+的谷点和V-与V+交点对应的区间内有固定的Vo1+Vo2脉冲（11和14脚并接获Vo1+Vo2）输出到功率驱动电路，主开关管V以某固定脉宽斩波输出Ua，滤波输由RP1调节确定的直流电压Va值到直流电机，电机保持其稳定转速运行。

当电机因某种扰动固察使转速发生变化时，例如，负载变化使转速下降，则由系统检测反馈的Vf电压值跟随下降，Vf经R3及串联二极管（此二极管可防止调试系统时正负极接反形成正反馈）使误差放大器EA（-）反相输入端电位下降，误差电压△E=EA（+）-EA（-）增大（方向由EA（+）指向EA（-）），误差放大器对△E的比例积分运算（EA误差放大器的输出9引脚和反相输入引脚间接有R4、C2构成的比例积分反馈网络）输出电压V-值上升，V-的上升使V+≥V-的交点时刻（锯齿披上升沿交点）后移。

Vo1+Vo2和U。

脉冲宽度均变宽，Ua的滤波平均值电压Va按比例积分规律增大,Va增大使电机转速回升，当电机转速回升到Rp1设定值EA（+）所对应的稳定状态时，△E调节为零，V-停止比例积分变化，系统进入新和稳态运行。

3.3.5脉冲分配电路

在可逆PWM变换器中，上、下两个晶体管经常交替工作，如图10所示。

由于晶体管存在关断时间，因此有可能能造成在一个晶体管未完全关断时，另一个晶体管已导通，从而使电源短路。

为了避免这种情况发生，根据功率转换电路的工作要求，设置了大功率晶体管的导通次序，即脉冲分配电路，使大；

功率晶体管能按照指定的顺序导通。

在图11中，晶体管V1、V4是同时关断的，V2、V3也是同时导通同时关断的，但V1与V2、V3与V4都不允许同时导通，否则电源Ud直通短路。

设V1、V4先同时导通T1秒后同时关断，间隔一定时间之后，再使V2、V3同时导通T2秒后同时关断，如此反复，则电动机电枢端电压波形如图11所示。

图11脉冲分配电路

电动机电枢端电压的平均值为

Ua=

=（2α-1）Ud

由于0≤α≤1，Ua值的范围是-Ud～Ud，因而电动机可以在正反两个方向调速运转。

3.3.6基极驱动电路

系统采用的功率驱动电路取决于主开关管V的器件类别。

用不同类别的主开关其功率驱动电路也不同。

本系统采用BJT功率晶体管的驱动电路。

图2是驱动BJT功率晶体管的一种用的双电源光电耦合驱动电路，其工作原理如下。

Vo1+Vo2为逻辑低电平时，T4晶体管止．集电极输出高电平至T3基极，稳压管W与T3均导通，使集电极为低电平。

一般可设计T3集电极低电平为负值，例如，设计Vca=Vw+VCESa-VCC=—2.6V，受VC3负位制约；

BJT基极电位（A点）为VC3+VEB2=-2V（此时T1管VBE1-VEB2=O．6V反偏电压截止）。

BJT发射极连于电容C的联交点B，可获得直流悬浮零电位VB（VCC—Vc）=0．（Vc=2Vcc

）。

该直流悬浮零电位使BJT基极发射极间有2V的反向偏置电压，以保证BJT的可靠关断。

因BJT发极与电感L相连，电容C还有效隔断驱动路和L强电电路的直流电联系。

Vo1+Vo2为高电平时，T4导通，T3和稳压管关断，Vcc经R3和T1管基极、发射极向BJT提供基极开通电流，T2管承受VBE1=-VEB2反压截止。

R1限制BJT导通基流的大小。

R2在BJT关断瞬间，限制电容C经BJT发射极、基极，T2发射极、集电极，负电源回路的反向恢复电流峰值。

调试图2中的R5，可改变Vo1+Vo2脉冲的幅值，以适应输入光电耦合电路的参敬定额要求。

图12电路的适应性较强．也可用于IGBT绝缘栅双极晶体管的功率驱动电路。

图12基极驱动电路

3．4相关数据分析

（1）CT,RT，RD的选取

SG1525集成控制器可输出0．1～400kHz的脉冲频率，对应CT=0．001～0.1μF，RT=2～150k

取值。

一般对于BJT和GTo器件可取f=1kHz以下，IGBT器件取f=10kHz左右。

f与CT,RT，RD的关系用下式确定

f=l／（t1+t2）=1／（0．67R1CTR1+1.3RDCT）

例如f=lkHz，T=0．O01s，取定t1=0．0009s，t2=0．0001s，可算得CT=0．OlμF时的RT与RD分别为

RT=t1／0．67Ct—0.0009／0．67×

0．01×

=134k

RD=t2／1．3CT=0．0001／1．3×

0．01×

=7．7k

t2一般应取远小于t1的值,否则影响脉冲占空比（t1／（t1+t2））和斩波效率。

此处的占空比最大值为0．0009／（0．0001+0．0009）=0.9。

（2）R2和RP1的选取

VREF（16脚）输出的最大电流为50mA，一般在40mA以下取值。

若取定IREF=1～5mA变化，RP1设为零值时可算得R2为

R2=VREF／IREF=5．1V／5mA=lk

RP1设置为最大值时可算得

RP1+R2=VREF／IREF=5．1V／lmA=5.1k

RP1=4．1k

（3）其它引脚器件的确定

R5电阻的选取要用调试方法确定，一般选取一个可调电位器Rw和一个固定的R串联组成Rs=Rw+R的结构。

当Rw调为零时，R的大小要足以限制功率驱动电路的输入电流不超过允许值。

例如，功率驱动电路要求Vo1+Vo2=3V．驱动输入电流最大允许值为50mA，忽略图2中Tt或T2导通压降最小值（sat），可算得R

电阻应为R

=（Vcc1--Vo）／Io=（15—3）V／50mA=0．24k

.

可选取R

=300

略大于计算值的电阻。

由于R

上有较大的电流，还要注意其瓦数的选择此处可选PR

≥（Vcc1--Vo）／Io=0.6W。

小结

基于PWM控制直流电机调速系统与传统晶闸管可控调速系统相比,由于具有调速范围宽、快速性能好、功率因数高、结构简单等优点,可以广泛应用于现代直流伺服系统中。

本系统利用SG1525设计了一个基于PWM控制的直流伺服系统,系统采用电流转速双闭环控制,且设计了完善的保护,既保障了系统可靠运行,有使系统具有较高的动、静态性能。