功率因数校正电路分析.docx

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功率因数校正电路分析功率因数校正电路分析第三章功率因数校正电路分析一:

引言有源功率因数校正的目的，是要使电源从输入端看就象一个简单的电阻。

有源功率因数校正器是靠控制输入电流随着输入电压变化来实现这个目的的。

当输入电压和电流之比是个常数，输入就是阻性的，功率因数就等于1.0。

当这个比值不是常数时，输入就包含相位移和/或谐波失真，功率因数就会下降。

功率因数最一般的定义是实功对视功之比其中P1是实功，P2是视在功率。

如果负载是纯阻性的，实功P1视在功率，功率因数就等于1.0。

如果负载不是纯阻性的，功率因数就低于1.0。

相位移是有源功率因数校正器输入阻抗的电抗的度量。

不论电抗是多大，也不管它是感性的还是容性的，都会引起输入电流波形对于输入电压波形的相位移。

这个电压和电流间的相位移是功率因数的经典定义，即正弦波电压和电流间的相位角的余弦电压和电流间的相位移的大小表明了负载的阻性程度。

如果电抗只占阻抗的一小部分，相位移就比较小。

如果有源功率因数校正器的前馈信号或控制环具有相位移，校正就会引入相位移。

交流母线电流滤波也会产生相位移。

谐波失真是有源功率因数校正器输入阻抗非线性的度量。

输入阻抗随输入电压的任何变化都会引起输入电流的失真，这个失真是引起功率因数下降的另一主要因素。

这个失真会增加电流的方均根值，但不会增加传递的总功率。

一个非线性负载的功率因数之所以低，是因为电流的方均根值大，而所传递的总功率又小。

如果非线性成分较小，谐波失真就小。

对于有源功率因数校正器来说，谐波失真来自几个方面，包括前馈信号，反馈环，输出电容、电感，以及输入整流器。

有源功率因数校正器能很容易地获得高输入功率因数，一般都大于0.9。

但功率因数并不能精确度量电流波形的失真或相位移。

因此往往都直接考虑这些量，而不是通过功率因数。

例如，当谐波失真为3%时，功率因数仍可高达0.999。

电流的总谐波失真达30%时，功率因数还可达0.95。

电流对于电压的相位移为25时，功率因数还可达0.90。

二:

有源功率因数校正升压调整电路是有源功率因数校正器功率级的最佳选择，因为它的输入电流是连续的，所产生的传导噪声最低，输入电流波形最好。

它的缺点是要求输出电压较高。

即输出电压必须高于最大允许输入电压峰值。

要达到功率因数校正之目的，升压调整电路就必须强迫输入电流正比于输入电压。

为了控制输入电流，前馈是必须的。

在DLE110系统中采用平均电流型控制方法。

平均电流型控制方法基于这样一个简单的概念，即在升压功率级的反馈环中用了一个放大器，使得输入电流以很小的误差跟综着控制信号。

这就是平均电流型控制的优点，正因为这个优点使得有源功率因数校正成为可能。

平均电流型控制实现起来也相对容易一些，下面就讨论这种方法。

图1是升压功率因数校正电路框图。

在电感前用一个二极管桥对交流输入电压进行整流，但将通常的滤波大电容移到了升压器的输出端，如要在二极管后用电容，也只能用一个小电容，仅用来控制噪声和。

升压变换器的输出是恒定电压，但输入电流是受半正弦波输入电压控制的。

进入输出升压变换器的输出是恒定电压，但输入电流是受半正弦波输入电压控制的。

进入输出电容的功率流也不是恒定的，而是两倍于母线频率的正弦波，因为功率是瞬时电压和电流之积。

当输入电压高时输出电容存储能量，当输入电压低时输出电容就放出能量，用以维持输出功率流。

控制电路有源功率因数校正电路必须控制输入电流和输出电压。

因为电流环受控于整流母线电压，所以由变换器的输入端看呈现为阻性。

输出电压,由变化的电流控制信号平均幅度去控制。

模拟乘法器将整流母线电压与电压误差放大器输出相乘，产生电流控制信号，所以电流控制信号呈输入电压的形状，它的平均幅度控制着输出电压。

乘法器的输出是电流控制信号，叫做Imo，即乘法器输出电流。

整流母线电压对乘法器的输入是电流而不是电压，这是因为UC3854就是这么做的。

如图所示，在电压控制环里，除乘法器外还有一个平方器和一个除法器。

电压误差放大器的输出在与整流输入电压相乘前，除以平均输入电压的平方。

这个辅助电路保持了电压环增益的恒定，如果没有它，电压环的增益就会随平均输入电压的平方变化。

输入电压平均值叫做前馈电压，或Vff，因为它给电压环加入了一个前馈，提供了一个开环校正。

前馈电压平方后再除电压误差放大器输出电压（Vvea）。

要使功率因数最大，就得使电流控制信号尽量与整流母线电压接近。

如果电压环带宽太大，就虽能调整输入电流而保持输出电压恒定，但输入电流的失真会非常大。

所以电压环带宽必须小于输入母线频率。

但输出电压的瞬态响应又应尽量地快，所以电压环的带宽又必须尽可能地大。

平方器和除法器电路保证了环增益恒定，所以带宽能尽可能与母线频率接近，并使输出电压的瞬态响应最小。

对于宽输入电压范围这一点特别重要。

保持环增益恒定的电路使得电压误差放大器的输出能控制功率。

电压误差放大器的输出实际上控制的是传送到负载的功率。

从下面的例子很容易看出这一点。

如果电压误差放大器的输出是恒定的，输入电压被加倍，控制信号也会被加倍，但又被前馈电压的平方或四倍输入除，结果使得输入电流成为原来的一半。

两倍输入电压与一半输入电流相乘，结果输入功率保持不变。

因此，电压误差放大器的输出，控制的是功率因数校正器输入功率的大小。

这可用来控制电路能从功率母线拉出的最大功率。

如果电压误差放大器的输出被箝位在某一定值，也就相当于限定了最大功率级别，因此当输入电压在一定范围内，就不可能从母线拉出更大的功率。

输入失真的来源控制电路会给输入电流波形引入失真和相位移。

这些误差都来自输入二极管桥，乘法器电路，输出和前馈电压的纹波电压。

在有源功率因数校正器中有两个调制过程。

其一是输入二极管桥，其二是乘法器、除法器和平方器电路。

每一个调制过程都会产生交叉产物，谐波或两输入间的旁频带。

解析地表述它们是相当复杂的。

不过相当有趣的是两个调制器间的相互作用，使得一个成为另一个的解调器，所以结果变得相当简单。

后面将会说到，有源功率因数校正器中的所有纹波电压都是母线频率的二次谐波。

当这些电压通过乘法器时，就会被编入输入电流，尔后通过二极管桥，使得二次谐波电压变成两个频率分量。

一个是母线频率的三次谐波，另一个是基波。

这两个分量的幅度是一样的，都是原来二次些波电压幅度的一半。

且它们与原来的二次谐波是同相的。

如果纹波电压是母线电压幅度的10%，相位移为90，输入电流就会有一个幅度为基波的5%的三次谐波，它的相位移为90，还有一个母线电流5%的基波分量，它的相位移也是90。

前馈电压来自整流交流母线，它含有平均值幅度66%的二次谐波。

前馈电压分压器的滤波电容大大地减弱了二次谐波，有效地滤除了所有高次谐波，但在前馈输入中仍含有一些二次谐波。

这个纹波电压被图3所示的控制电路平方，从而使得纹波的幅度加倍，因为它骑在一个大直流值的上面。

除法器对这个纹波电压是透明的，因而这个纹波电压传到乘法器，最终形成输入电流的三次谐波失真和相位移。

平方器的倍增作用意味着输入电流失真幅度的百分比与纹波电压幅度对基波输入的百分比是一样的。

不言而俞喻，要使输入电流失真较小，前馈电压纹波就必须很小。

用一个截止频率非常低的单极点滤波器可减小这个纹波电压。

但要考虑对输入电压变化的快速响应，所以这个滤波器的响应时间必须很短。

不过这两个要求是相互矛盾的，必须折衷考虑。

在前馈输入中用一个两极点滤波器与用单极点滤波器可得到同样的纹波衰减，但瞬时响应要快得多。

用两极点滤波器的另一个优点是相位移是单极点滤波器的两倍。

结果使得二次谐波的相位移为180，最终使得输入电流的三次谐波和位移成分重新与电压同相。

如果对前馈电压用单极点滤波器，前馈输入中有3%的二次谐波纹波电压，最终功率因数为0.97，主要是因为位移成分。

如果用两极点滤波器，就没有这个位移成分对功率因数的影响，因为它是与输入电流同相的。

因前馈输入中的二次谐波产生的输入电流的三次谐波与二次谐波纹波电压的幅度一样。

如果在前馈电压中有3%的二次谐波，母线电流中就会含有3%的三次谐波。

输出电压中也含有二次谐波纹波，因为纹波电流流过输出电容。

这个纹波电压又经过电压误差放大器被反馈到乘法器，与前馈电压一样，起作用于输入电流，结果增加输入电流的二次谐波失真。

由于这个纹波电压不会通过平方器，失真和相位移的幅度都只是纹波电压幅度的一半。

在电压误差放大器输出端，这个纹波电压必然与母线电压同相，所以位移成分是同相的。

电压误差放大器必然要将二次谐波位移90，所以它将与母线电压同相。

升压变换器的电压环用平均电流型控制，有一个控制到输出的传输函数，它具有单极点特性，所以要用一个平增益误差放大器作为补偿。

这样就会产生一个相位差为90的非常稳定的环。

但它所提供的并非最佳特性。

输出电容上的纹波电压与输入电流有90相位差。

如果误差放大器在二次谐波频率上具有平坦的增益，在输入电流中所产生的失真和相位移将与整流交流母线电压在相位上相差90。

在电压误差放大器响应中引入一个相位移，会对功率因数有所改善。

功率因数的这个位移分量的移动返回来与输入电压组合在一起，因而增加了功率因数。

相位移量可根据需要增加而保持电压环稳定。

如相位差减小到45，二次谐波相位就非常接近90，这样位移分量就与输入电压同相。

为了减小输出电压纹波，电压控制环的带宽是由输入失真度确定的。

如果输出电容小，失真应低于环的带宽，将比较小，所以这个误差放大器可明显减小纹波电压。

瞬时响应是环带宽的函数，带宽越小瞬时响应越慢，过冲越大。

输出电容大一些，输出瞬时相应会快一些，输入电流失真就会小一些。

设置环的补偿，就是为了适应输出纹波电压减小量对误差放大器的要求，使它工作在1增益频率。

当相位差最小时，环的带宽为最大。

45相位差为最好，这样会获得很好的环稳定性，最快的瞬时相应，且容易设计。

电压误差放大器响应，呈现在环1增益频率之上有一个平坦增益，在这个频率之上有一个单极点截止频率。

这样，用简单的电路就可获得对母线频率二次谐波的最大衰减，出最大带宽和45相位差。

尖端失真尖端失真发生在交流母线输入的零交叉之后。

在这一点，控制信号所要求的电流量超过可能的电流变化速度。

当输入电压接近零时，且开关时闭合的，那么电感上的电压是非常小的，所以电流不能迅速上升，可能的变化速度就非常低，在一个较短的时间里，输入电流都会低于所希望的值。

一旦输入电流跟上了控制值，控制环就进入最佳工作状态，输入电流就会按控制信号变化。

电流跟上之值的时间长度是电感值的函数。

电感值越小跟综得就越快，失真就越小，但电感值小纹波电流就越大。

由这个因素产生的失真一般都比较小，主要是高次谐波。

当开关频率较高时，这个问题就不大。

UC3854框图图5是UC3854框图。

这个集成电路包含了控制功率因数校正所必须的电路。

UC3854设计得可实现平均电流型控制，也可灵活地应用于各种功率拓扑和控制方法。

图5的左上角包括欠压锁定比较器和使能比较器，只有它们的输出正常时芯片才会工作。

电压误差放大器的反向输入端接在Pin11,叫Vsens。

电压误差放大器输入端的二极管，表示的是内部电路功能而不是实际器件。

框图中的二极管是理想二极管，表明误差放大器正向输入端接到7.5Vdc参考电压上，同时也用作软启动。

这样做是让电压控制环在输出电压达到设定值前就投入工作，消除了开机冲击，而它对许多电源来说是不允许的。

Pin11与误差放大器反向输入端之间的二极管也是一个理想二极管，它是为了消除两个输入端间附加的二极管压降。

实际器件是用差分放大器来实现的。

内部电流源是用来给软启动定时电容充电的。

电压误差放大器的输出Vvea接到UC3854的Pin7，它也是乘法器的一个输入端。

乘法器的另一个输入端是Pin6，Iac，它是整流输入控制波形。

这一端可呈受6.0V电压，是一个电流输入端。

前馈输入Vff接在Pin8上，它的值在送到乘法器的除法输入端前先平方。

Iset电流接Pin12，也送到乘法器，用来限制最大输出电流。

乘法器的输出电流Imo，送到Pin5，还连到电流误差