电子电路与综合第二次实验docWord下载.docx
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必须注意的是变容二极管必须处于反偏工作状态,因此图中控制电压uC为正的调变电压加在变容二极管负极,而变容二极管的正极通过2.2μH接地,如图3.3(c)所示的变容二极管控制电路。
该VCO的输出频率范围为100MHz~110MHz。
图3.3变容二极管VCO
在本实验中,所采用VCO电路图如图3.4所示。
图中BG7为振荡管,D4、D5为变容二极管,T3为振荡线圈。
这样,由BG7和这三个元件就构成了改进型共基极电容三点式电路。
只要改变D4、D5PN结的结电容,就可以改变振荡器的振荡频率。
调节电位器W4可以改变压控振荡器的基极偏置,从而调节其静态工作点。
工作点趋低,反馈减小,振荡趋弱,波形趋好;
工作点趋高,反馈加强,振荡趋强,但波形趋差。
图中R49、R50为偏置电阻,R51为阻尼电阻,其作用是消除寄生振荡。
振荡信号从BG7发射极输出,BG8、BG9构成共集组态电路,为隔离缓冲、滤波电路,一方面减小输出电路对振荡回路的影响,另一方面使信号波形在一定程度上得到改善。
图中P21改变BG7静态工作点,P23为压控控制端,调节W5可改变此电压,改变振荡频率,P24为振荡器输出端。
图3.4压控振荡器电路
4 实验内容与步骤
1. 将拨动开关JP13置于1~2之间,接通“正弦波压控振荡器与调频信号的产生电路”的直流电压;
2. 用数字万用表测量P21点的直流电压,调节电位器W4,使该点电压为-3.5V;
3. 分别用示波器和频谱仪观察P24点的波形,调节电位器W5,观察输出波形频率变化的情况;
4. 测量压控振荡器的压控特性。
按下表给出的P23点的压控电压,调整W5(用万用表测控),用IST-B的“频率测量”(11号)功能测量所对应电压的P24点的频率值,并用IST-B的“交流电压测量”(15号)功能(或使用毫伏表)测量P24点相应的幅值,填写在下表中。
P23压控电压(V)
-9V
-8V
-7V
-6V
-5V
-4V
-3V
-2V
-1V
-0.5V
P24脚输出频率f
(MHZ)
输出电压幅度
(mv)
5. 选压控电压为-5V,调节W4,观察P24点信号波形的变化;
7-5 实验报告
1. 整理实验数据,观测压控振荡器的压控特性。
并填写记录表,画出VCO控制特性曲线。
2.根据式3.1,利用特性曲线,求出该压控振荡器的压控灵敏度K0。
实验四 调频电路实验
1. 实验目的
通过实验加深理解调频信号的概念,调频信号产生的基本方法和基本原理;
2. 实验仪器
示波器(带宽大于40MHz)1台
万用表1只
双路直流稳压电源 1台
信号发生器 1台
调频信号发生器1台
频谱仪 1台
智能信号仪1台
3. 实验原理
3.1调频原理
调频是使载波信号的频率按基带调制信号的规律变化,而幅度保持不变的一种调制。
FM波是基带调制信号去调变载波的角频率。
这时,载波的瞬时角频率可表示为
(4.1)
式中kf是和调频电路有关的比例常数,单位为rad/V。
已调的瞬时相角为
(4.2)
FM已调波表达为
(4.3)
对于vΩ(t)=VΩmcosΩt的单音信号进行频率调制,则FM波表达式为
(4.4)
其中,
为调频指数,其值与
成正比而与
成反比,且其值可以大于1。
图一单音调频波波形
即
(4.5)
调频波的产生如图4.1所示,
图 4.1 FM波时域图
3.2调频波所占频宽
FM调变波所占有的频带宽会随着调变指数(△f/F)的增大而扩宽。
FM调变波的频谱分布范围很广,而只对于存在有98%以上的能量的频带称之为Carson频带宽。
在此,对于占有频带宽BW可以概略计算如下
BW=2(Mf+1)F=2(∆fm+F)(4.6)
式中,△f是最大频率偏移,F为调制信号最高频率。
根据FM最大调制角频偏的∆fm不同,FM可分为宽带调频与窄带调频。
宽带调频:
当∆fm>
>
F,BW≈2∆fm
窄带调频:
当∆fm<
<
F,BW≈2F
3.3调频方法
调频波的产生有两种方法:
直接调频法和间接调频法,这里只介绍直接调频法。
直接调频:
将调制信号去直接调变载频振荡器的振荡频率,使其不失真的反映调制信号的变化规律。
直接调频电路就是一个振荡器,其振荡频率取决于电路中电抗元件L和C的值,用调制信号电压控制可变电抗的值就可以控制振荡器的频率,这就是直接调频的工作原理。
受控的电抗元件可以是电感或电容,但最常用的是变容二极管。
●LC正弦振荡器直接调频
图二变容管作为回路总店容直接调频电路
如图3.2所示,C2,C3,C4对载频视为短路;
L1对载频视为开路;
C1对VΩ(t)视为短路;
变容管D的电容Cj与L2构成振荡回路,当调制信号加在变容管的Vdq处改变电容值,从而在电阻R上输出调频波。
图4.2 变容二极管直接调频电路
在实验三高频振荡器图3.4中,如果在变容二极管D4和D5中间加入了基带音频信号,那么在其输出端P24就是一个调频信号,让这个基带信号的变化去控制振荡器的输出频率,由此达到调频的目的。
P22点输入端相当于隔直输入,只让基带信号交流变化控制压控振荡器的振荡频率。
4.实验步骤
1. 调频信号产生实验:
按实验三要求,接通VCO电路电源。
调节电位器W5,使VCO输出频率为6.5MHZ,作为载波信号。
2.用信号源(或IST-B多功能测试仪)产生频率为1KHZ,幅度约200mV的正弦波,作为基带信号。
3.把基带信号加到压控振荡器的P22点处,观察压控振荡器P24点输出波形。
4.用示波器测量此时已调FM波最高频率fmax和最低频率fmin。
5.分别改变基带信号的幅度和频率,分别用频谱仪和示波器观察FM输出波形。
6.利用信号源产生一个FM信号,参数为:
载波频率fc=10MHz,调制频偏FreqDIV=1MHz,调制信号频率fΩ=10KHz。
再利用频谱仪和示波器观察此波形,注意在信号源产生的FM信号中,无基带信号幅度调节选项。
5.实验报告
1.分别画出在实验步骤1和2中所产生的FM波的时域波形和频谱图,在时域波形中标明幅度与周期,在频谱图中标出功率与FM波所占带宽;
2.在实验步聚4中,利用式4.5可求出此时调制指数Mf=(fmax-fmin)/F。
说明:
由于测试误差,可能fmax和fmin各位同学测试时差异较大,但这是一种求出调制指数的方法。
3.利用式4.6计算CarsonFM波带宽,并与测试结果进行对比说明。
为什么在单音调制时,FM波也会占有较宽的带宽。
4.思考,若一调频信号的调制信号为
,调频波表达式为
,
(1)此信号载频和调制信号频率各是多少?
(2)若调制信号幅度增大一倍,调制信号频率不变,调制系数和带宽各有何变化?
5. 说明调制频偏和调频信号所占带宽的关系。
实验五 调频解调电路实验
通过实验加深理调频解调电路的工作原理和解调方法。
3.1移相乘积FM解调
常用的调频波解调方法有斜率鉴频、移相乘积鉴频和锁相环鉴频三种方法,这里只介绍移相乘积鉴频电路的工作原理,框图如图5.1所示。
它的工作原理就是将调频波延时t0,当t0满足一定条件时,可以得到相位变化规律与调制信号变化规律基本相同的调相波。
检测出这个相位变化就可获得解调信号,这种方案多用于集成电路鉴频器中。
图5.1 移相乘积鉴频电路框图
若调频波为—单频余弦信号调制的信号,表示为
(5.1)
延时t0后的调频波可表示为
(5.2)
若to≤0.2/Ω,将调频信号与其延时后的信号相乘得
(5.3)
式(5.3)经低通滤波器输出为
(5.4)
假定ωc∙t0≤π/2,这个假定可以在具体电路中实现,并假定mf∙ωc∙t0≤0.2,则上式可近似为:
(5.5)
由此,实现了调频波的解调。
可以看出,如果延时(或相移)网络只要能把FM波的载波信号延时90度,就可实现用乘积解调的方法实现解调。
3.2延时网络
我们知道,一个简单的RC电阻网络可以构成移相(或延时)网络,如图5.2所示。
可以看出,一级RC积分网络最大相移为90度。
图5.2RC积分移相网络
通常在FM解调电路的移相器中,使用LC并联谐振回路的特性实现90度的相移达到乘积鉴相的目的。
3.3FM集成电路芯片
DG1353是一种将电视伴音中放、鉴频及音频功放电路集成一体的双极型单片模拟集成电路,它是为电视接收机的伴音中放和音频部分设计的。
1. 引脚功能及内部电路框图
该集成电路采用了双列直插14脚封装结构,其上有散热片。
其内部包括伴音中频放大器、调频检波器、直流音量控制电路、2.4W音频输出放大器和稳压器,其引脚功能如表5-1所示。
表5-1 引脚功能表
引脚号
功 能
1、2
接调频检波调谐回路
8
功放输出
3
接去加重电容器
9
接自举电容器
4
音频衰减输出
10
功放电源(B2)
5
稳压输入(电源B1)
11
接反馈电容器
6
接去耦电容器
12、13
中频输入
7
功放音频信号输入
14
音量控制调节
图5.3FM解调电路
图5.3中的FM解调部分中,FM信号由1脚和2脚间的正交线圈(LC并联网络)移相90度后,在乘法器中相乘,由8脚输出解调信号。
4实验步骤
1. 将拨动开关JP8置于1~2之间,接通“调频信号的解调电路”的直流电压;
2. 用信号源产生一个FM信号,参数为:
载波频率fc=6.5MHz,调制频偏FreqDIV=0.5MHz,调制信号频率fΩ=10KHz。
3. 将FM信号加到P18端,将拨动开关JP3置于1-2之间(把音频输出与功放输入相连接),拨动开关JP9置于1~2之间,用示波器观察P19点的波形;
4.调节FM信号的各个参数,观察P19波形的变化。
实验六 混频器实验(选做)
(对于未选通信电子线路学生不做要求)
一 实验目的
通过实验加深理解混频器的基本原理、混频概念;
二 实验仪器
信号发生器 2台
(或调幅信号发生器 1台)
频谱仪 1台
三 实验原理
3.1混频器在超外差接收机的作用
单次变频超外差接收机典型框图如图3.1所示。
低噪放用于对天线接收到的微弱信号放大;
混频器把接收频率变到所需的固定中频,由解调电路恢复出基带信号,最后由功放电路推动负载输出。
图6.1 典型超外差接收机框图
3.2混频的种类及混频器的应用
混频有上、下混频两种类型:
●上变频(上混,up-conversion),如GSM发射系统。
(6.1)
●下变频(下混,down-conversion),如超外差接收机。
(6.2)
混频器是通信机中的重要组成部件。
在发射机中一般用上混频,它将已调制的中频信号搬移到射频段。
接收机一般为下混频,它将接收到的射频信号搬移到中频上。
接收机的混频器位于LNA之后,将LNA输出的射频信号通过与本振信号的相乘变换为中频信号。
混频器在输入端口接收两个信号并在输出端口产生多个频率分量。
显然,线性系统是不能实现这个任务的,而必须由二极管、场效应管或双结型晶体管等非线性器件来完成。
3.2.1混频原理
3.2.1.1混频原理(频域)
从频域角度来看,混频是一种频谱的线性搬移,输出中频信号与输入射频信号的频谱结构相同,唯一不同的是载频。
下面用频谱来说明混频的过程。
首先说明一点,负频率在物理上是不存在的,就像虚数一样,为了数学计算的需要而引的。
更数学地看问题,混频就是频谱的线性搬移,单音信号f(t)的Fourier变换为:
(6.3)
图6.2信号乘以正弦函数的频谱变化
2.5混频原理(频域Frequencydomain)
图6.3(a) 载频为
的射频信号频谱
图6.3(b) 本振信号频谱
图6.3(c) 混频后信号频谱
理想的带通滤波器滤波器频率-幅度响应特性分别如图6.4(a)和图6.4(b)所示:
图6.4(a)中心频率为
的理想带通滤波器
图6.4(b) 中心频率为
当图3.5(c)中的混频后信号分别通过如图6.5(a)和6.5(b)的带通滤波器后的频谱如下:
图6.5(a) 上混频频谱
图6.5(b)下混频频谱
用高通滤波器取出和频
,则实现了上混频;
若用低通滤波器取出差频
,则实现了下混频。
3.2.2混频原理(时域)
从时域上来看,混频就是基于三角函数相乘关系来实现的:
(6.3)
若接收射频信号为:
,本振信号为:
,则:
(6.4)
由此可见,实现了混频。
3.2.3混频电路的行为级仿真
用ADS2003可以进行混频器的行为级仿真,射频输入源Freq=14.090MHz,P=polar(dbmtow(-40),0);
本振信号源Freq=14.545MHz,P=polar(dbmtow(-40),0),混频器输出采用Butterwoth滤波器,在50欧Term(终端)上得到中频电压IF_OUT(IntermediateFrequency),如图3.8所示。
混频器输出频谱如图3.9所示,下混频中频电压频谱如图3.10所示。
图6.6谐波平衡法混频器的行为级仿真
图6.7混频器输出频谱
(两个混频信号m1,m2的功率基本相等)
图6.8经过滤波器后混频器输出下变频频谱
(混频信号m4的功率经过滤波器大大衰减)
四、实验电路
图6.9中T1、T2、T3和二极管D1、D2、D3、D4构成一个经典的双平衡混频器,输入信号由变压器T1转换为双端信号,本振信号由变压器T3转换为双端信号,混频信号由变压器T2输出至电阻R1,三极管BG1为信号隔离电路,晶体Y1和集成放大器U1组成窄带选频放大器,最终固定中频信号由U1的第7脚输出。
五、实验步骤
1、预习双平衡混频器的工作原理;
2、将fs=1MHz,Vp-p=1000mV的正弦信号(低频信号源)加至P11与地之间,做为基带信号;
将fL=9MHz,Vp-p=2000mV的正弦信号(高频信号源)作为本振信号加至P13与地之间;
4、将示波器探头(1×
10档)置于P15与地之间,调节示波器,观察混频输出波形;
5、用示波器观察P17点的波形;
6、用频谱分析仪观察P15点的已混频信号的频谱组成;
7、用频率计测量P17点信号的频率;
8、将示波器置于P17点,调节P11点输入信号(低频)的幅度大小,观察输出信号的变化;
9、同上,固定P11点的输入信号(低频)为1000mV,调节P13点信号(高频)幅度的大小,观察输出信号的变化;
10、将本振信号(高频)频率改为11MHz,重复4,5,6,7,8,9过程。
六、思考题
1、双平衡混频器与单平衡混频器相比,主要有优点是什么?
2、当两个频率相近的信号在进行混频时容易产生什么现象?
这些特点可以如何避免或加以利用?
如果两个输入信号本振和射频输入接反后,又会出现什么现像?
3、要实现频率的变换是否一定要用非线性器件,为什么?
图6.9二极管双平衡混频器的组成电路