电子电路与综合第二次实验docWord下载.docx
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必须注意的是变容二极管必须处于反偏工作状态，因此图中控制电压uC为正的调变电压加在变容二极管负极，而变容二极管的正极通过2.2μH接地，如图3.3（c）所示的变容二极管控制电路。
该VCO的输出频率范围为100MHz~110MHz。
图3.3变容二极管VCO
在本实验中，所采用VCO电路图如图3.4所示。
图中BG7为振荡管，D4、D5为变容二极管，T3为振荡线圈。
这样，由BG7和这三个元件就构成了改进型共基极电容三点式电路。
只要改变D4、D5PN结的结电容，就可以改变振荡器的振荡频率。
调节电位器W4可以改变压控振荡器的基极偏置，从而调节其静态工作点。
工作点趋低，反馈减小，振荡趋弱，波形趋好；
工作点趋高，反馈加强，振荡趋强，但波形趋差。
图中R49、R50为偏置电阻，R51为阻尼电阻，其作用是消除寄生振荡。
振荡信号从BG7发射极输出，BG8、BG9构成共集组态电路，为隔离缓冲、滤波电路，一方面减小输出电路对振荡回路的影响，另一方面使信号波形在一定程度上得到改善。
图中P21改变BG7静态工作点，P23为压控控制端，调节W5可改变此电压，改变振荡频率，P24为振荡器输出端。
图3.4压控振荡器电路
4 实验内容与步骤
1. 将拨动开关JP13置于1~2之间，接通“正弦波压控振荡器与调频信号的产生电路”的直流电压；
2. 用数字万用表测量P21点的直流电压，调节电位器W4，使该点电压为－3.5V；
3. 分别用示波器和频谱仪观察P24点的波形，调节电位器W5，观察输出波形频率变化的情况；
4. 测量压控振荡器的压控特性。
按下表给出的P23点的压控电压，调整W5（用万用表测控），用IST－B的“频率测量”（11号）功能测量所对应电压的P24点的频率值，并用IST－B的“交流电压测量”（15号）功能（或使用毫伏表）测量P24点相应的幅值，填写在下表中。
P23压控电压（V）
-9V
-8V
-7V
-6V
-5V
-4V
-3V
-2V
-1V
-0.5V
P24脚输出频率f
（MHZ）
输出电压幅度
（mv）
5. 选压控电压为－5V，调节W4，观察P24点信号波形的变化；
7－5 实验报告
1. 整理实验数据，观测压控振荡器的压控特性。
并填写记录表，画出VCO控制特性曲线。
2.根据式3.1，利用特性曲线，求出该压控振荡器的压控灵敏度K0。
实验四 调频电路实验
1. 实验目的
通过实验加深理解调频信号的概念，调频信号产生的基本方法和基本原理；
2. 实验仪器
示波器（带宽大于40MHz）1台
万用表1只
双路直流稳压电源 1台
信号发生器 1台
调频信号发生器1台
频谱仪 1台
智能信号仪1台
3. 实验原理
3.1调频原理
调频是使载波信号的频率按基带调制信号的规律变化，而幅度保持不变的一种调制。
FM波是基带调制信号去调变载波的角频率。
这时，载波的瞬时角频率可表示为
（4.1）
式中kf是和调频电路有关的比例常数，单位为rad/V。
已调的瞬时相角为
（4.2）
FM已调波表达为
（4.3）
对于vΩ（t）=VΩmcosΩt的单音信号进行频率调制，则FM波表达式为
（4.4）
其中，
为调频指数，其值与
成正比而与
成反比，且其值可以大于1。
图一单音调频波波形
即
（4.5）
调频波的产生如图4.1所示，
图 4.1 FM波时域图
3.2调频波所占频宽
FM调变波所占有的频带宽会随着调变指数（△f/F）的增大而扩宽。
FM调变波的频谱分布范围很广，而只对于存在有98%以上的能量的频带称之为Carson频带宽。
在此，对于占有频带宽BW可以概略计算如下
BW＝2（Mf+1）F=2（∆fm+F）（4.6）
式中，△f是最大频率偏移，F为调制信号最高频率。
根据FM最大调制角频偏的∆fm不同,FM可分为宽带调频与窄带调频。
宽带调频：
当∆fm>
>
F,BW≈2∆fm
窄带调频：
当∆fm<
<
F,BW≈2F
3.3调频方法
调频波的产生有两种方法：
直接调频法和间接调频法，这里只介绍直接调频法。
直接调频：
将调制信号去直接调变载频振荡器的振荡频率，使其不失真的反映调制信号的变化规律。
直接调频电路就是一个振荡器，其振荡频率取决于电路中电抗元件L和C的值，用调制信号电压控制可变电抗的值就可以控制振荡器的频率，这就是直接调频的工作原理。
受控的电抗元件可以是电感或电容，但最常用的是变容二极管。
●LC正弦振荡器直接调频
图二变容管作为回路总店容直接调频电路
如图3.2所示，C2,C3,C4对载频视为短路；
L1对载频视为开路；
C1对VΩ（t）视为短路；
变容管D的电容Cj与L2构成振荡回路，当调制信号加在变容管的Vdq处改变电容值，从而在电阻R上输出调频波。
图4.2 变容二极管直接调频电路
在实验三高频振荡器图3.4中，如果在变容二极管D4和D5中间加入了基带音频信号，那么在其输出端P24就是一个调频信号，让这个基带信号的变化去控制振荡器的输出频率，由此达到调频的目的。
P22点输入端相当于隔直输入，只让基带信号交流变化控制压控振荡器的振荡频率。
4.实验步骤
1. 调频信号产生实验：
按实验三要求，接通VCO电路电源。
调节电位器W5，使VCO输出频率为6.5MHZ，作为载波信号。
2.用信号源（或IST－B多功能测试仪）产生频率为1KHZ，幅度约200mV的正弦波，作为基带信号。
3.把基带信号加到压控振荡器的P22点处，观察压控振荡器P24点输出波形。
4.用示波器测量此时已调FM波最高频率fmax和最低频率fmin。
5.分别改变基带信号的幅度和频率，分别用频谱仪和示波器观察FM输出波形。
6.利用信号源产生一个FM信号，参数为：
载波频率fc=10MHz，调制频偏FreqDIV=1MHz，调制信号频率fΩ=10KHz。
再利用频谱仪和示波器观察此波形，注意在信号源产生的FM信号中，无基带信号幅度调节选项。
5.实验报告
1.分别画出在实验步骤1和2中所产生的FM波的时域波形和频谱图，在时域波形中标明幅度与周期，在频谱图中标出功率与FM波所占带宽；
2.在实验步聚4中，利用式4.5可求出此时调制指数Mf=（fmax-fmin）/F。
说明：
由于测试误差，可能fmax和fmin各位同学测试时差异较大，但这是一种求出调制指数的方法。
3.利用式4.6计算CarsonFM波带宽，并与测试结果进行对比说明。
为什么在单音调制时，FM波也会占有较宽的带宽。
4.思考，若一调频信号的调制信号为
，调频波表达式为
，
（1）此信号载频和调制信号频率各是多少？
（2）若调制信号幅度增大一倍，调制信号频率不变，调制系数和带宽各有何变化？
5. 说明调制频偏和调频信号所占带宽的关系。
实验五 调频解调电路实验
通过实验加深理调频解调电路的工作原理和解调方法。
3.1移相乘积FM解调
常用的调频波解调方法有斜率鉴频、移相乘积鉴频和锁相环鉴频三种方法，这里只介绍移相乘积鉴频电路的工作原理，框图如图5.1所示。
它的工作原理就是将调频波延时t0，当t0满足一定条件时，可以得到相位变化规律与调制信号变化规律基本相同的调相波。
检测出这个相位变化就可获得解调信号，这种方案多用于集成电路鉴频器中。
图5.1 移相乘积鉴频电路框图
若调频波为—单频余弦信号调制的信号，表示为
（5.1）
延时t0后的调频波可表示为
（5.2）
若to≤0.2/Ω，将调频信号与其延时后的信号相乘得
（5.3）
式（5.3）经低通滤波器输出为
（5.4）
假定ωc∙t0≤π/2，这个假定可以在具体电路中实现，并假定mf∙ωc∙t0≤0.2，则上式可近似为：
（5.5）
由此，实现了调频波的解调。
可以看出，如果延时（或相移）网络只要能把FM波的载波信号延时90度，就可实现用乘积解调的方法实现解调。
3.2延时网络
我们知道，一个简单的RC电阻网络可以构成移相（或延时）网络，如图5.2所示。
可以看出，一级RC积分网络最大相移为90度。
图5.2RC积分移相网络
通常在FM解调电路的移相器中，使用LC并联谐振回路的特性实现90度的相移达到乘积鉴相的目的。
3.3FM集成电路芯片
DG1353是一种将电视伴音中放、鉴频及音频功放电路集成一体的双极型单片模拟集成电路，它是为电视接收机的伴音中放和音频部分设计的。
1. 引脚功能及内部电路框图
该集成电路采用了双列直插14脚封装结构，其上有散热片。
其内部包括伴音中频放大器、调频检波器、直流音量控制电路、2.4W音频输出放大器和稳压器，其引脚功能如表5-1所示。
表5－1 引脚功能表
引脚号
功 能
1、2
接调频检波调谐回路
8
功放输出
3
接去加重电容器
9
接自举电容器
4
音频衰减输出
10
功放电源（B2）
5
稳压输入（电源B1）
11
接反馈电容器
6
接去耦电容器
12、13
中频输入
7
功放音频信号输入
14
音量控制调节
图5.3FM解调电路
图5.3中的FM解调部分中，FM信号由1脚和2脚间的正交线圈（LC并联网络）移相90度后，在乘法器中相乘，由8脚输出解调信号。
4实验步骤
1. 将拨动开关JP8置于1~2之间，接通“调频信号的解调电路”的直流电压；
2. 用信号源产生一个FM信号，参数为：
载波频率fc=6.5MHz，调制频偏FreqDIV=0.5MHz，调制信号频率fΩ=10KHz。
3. 将FM信号加到P18端，将拨动开关JP3置于1-2之间（把音频输出与功放输入相连接），拨动开关JP9置于1~2之间，用示波器观察P19点的波形；
4．调节FM信号的各个参数，观察P19波形的变化。
实验六 混频器实验（选做）
（对于未选通信电子线路学生不做要求）
一 实验目的
通过实验加深理解混频器的基本原理、混频概念；
二 实验仪器
信号发生器 2台
（或调幅信号发生器 1台）
频谱仪 1台
三 实验原理
3.1混频器在超外差接收机的作用
单次变频超外差接收机典型框图如图3.1所示。
低噪放用于对天线接收到的微弱信号放大；
混频器把接收频率变到所需的固定中频，由解调电路恢复出基带信号，最后由功放电路推动负载输出。
图6.1 典型超外差接收机框图
3.2混频的种类及混频器的应用
混频有上、下混频两种类型：
●上变频（上混，up-conversion），如GSM发射系统。
（6.1）
●下变频（下混，down-conversion），如超外差接收机。
（6.2）
混频器是通信机中的重要组成部件。
在发射机中一般用上混频，它将已调制的中频信号搬移到射频段。
接收机一般为下混频，它将接收到的射频信号搬移到中频上。
接收机的混频器位于LNA之后，将LNA输出的射频信号通过与本振信号的相乘变换为中频信号。
混频器在输入端口接收两个信号并在输出端口产生多个频率分量。
显然，线性系统是不能实现这个任务的，而必须由二极管、场效应管或双结型晶体管等非线性器件来完成。
3.2.1混频原理
3.2.1.1混频原理（频域）
从频域角度来看，混频是一种频谱的线性搬移，输出中频信号与输入射频信号的频谱结构相同，唯一不同的是载频。
下面用频谱来说明混频的过程。
首先说明一点，负频率在物理上是不存在的，就像虚数一样，为了数学计算的需要而引的。
更数学地看问题，混频就是频谱的线性搬移，单音信号f（t）的Fourier变换为：
（6.3）
图6.2信号乘以正弦函数的频谱变化
2.5混频原理（频域Frequencydomain）
图6.3（a） 载频为
的射频信号频谱
图6.3（b） 本振信号频谱
图6.3（c） 混频后信号频谱
理想的带通滤波器滤波器频率－幅度响应特性分别如图6.4（a）和图6.4（b）所示：
图6.4（a）中心频率为
的理想带通滤波器
图6.4（b） 中心频率为
当图3.5（c）中的混频后信号分别通过如图6.5（a）和6.5（b）的带通滤波器后的频谱如下：
图6.5（a） 上混频频谱
图6.5（b）下混频频谱
用高通滤波器取出和频
，则实现了上混频；
若用低通滤波器取出差频
，则实现了下混频。
3.2.2混频原理（时域）
从时域上来看，混频就是基于三角函数相乘关系来实现的：
（6.3）
若接收射频信号为：
，本振信号为：
，则：
（6.4）
由此可见，实现了混频。
3.2.3混频电路的行为级仿真
用ADS2003可以进行混频器的行为级仿真，射频输入源Freq=14.090MHz,P=polar（dbmtow（-40）,0）；
本振信号源Freq=14.545MHz,P=polar（dbmtow（-40）,0），混频器输出采用Butterwoth滤波器，在50欧Term（终端）上得到中频电压IF_OUT（IntermediateFrequency），如图3.8所示。
混频器输出频谱如图3.9所示，下混频中频电压频谱如图3.10所示。
图6.6谐波平衡法混频器的行为级仿真
图6.7混频器输出频谱
（两个混频信号m1,m2的功率基本相等）
图6.8经过滤波器后混频器输出下变频频谱
（混频信号m4的功率经过滤波器大大衰减）
四、实验电路
图6.9中T1、T2、T3和二极管D1、D2、D3、D4构成一个经典的双平衡混频器，输入信号由变压器T1转换为双端信号，本振信号由变压器T3转换为双端信号，混频信号由变压器T2输出至电阻R1，三极管BG1为信号隔离电路，晶体Y1和集成放大器U1组成窄带选频放大器，最终固定中频信号由U1的第7脚输出。
五、实验步骤
1、预习双平衡混频器的工作原理；
2、将fs=1MHz，Vp-p=1000mV的正弦信号（低频信号源）加至P11与地之间，做为基带信号；
将fL=9MHz，Vp-p=2000mV的正弦信号（高频信号源）作为本振信号加至P13与地之间；
4、将示波器探头（1×
10档）置于P15与地之间，调节示波器，观察混频输出波形；
5、用示波器观察P17点的波形；
6、用频谱分析仪观察P15点的已混频信号的频谱组成；
7、用频率计测量P17点信号的频率；
8、将示波器置于P17点，调节P11点输入信号（低频）的幅度大小，观察输出信号的变化；
9、同上，固定P11点的输入信号（低频）为1000mV，调节P13点信号（高频）幅度的大小，观察输出信号的变化；
10、将本振信号（高频）频率改为11MHz，重复4，5，6，7，8，9过程。
六、思考题
1、双平衡混频器与单平衡混频器相比，主要有优点是什么？
2、当两个频率相近的信号在进行混频时容易产生什么现象？
这些特点可以如何避免或加以利用？
如果两个输入信号本振和射频输入接反后，又会出现什么现像？
3、要实现频率的变换是否一定要用非线性器件，为什么？
图6.9二极管双平衡混频器的组成电路
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