通信原理指导书最终Word文件下载.docx
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该电路的输入时钟信号为2.048MHZ的方波，由可预置四位二进制计数器（带直接清零）组成的三级分频电路组成，逐次分频变成1K方波，由第一级分频电路产生的P128KHZ窄脉冲和由第二级分频电路产生的Q8KH窄脉冲进行与非后输出，即为PCM编译码中的收、发分帧同步信号P8K。
3．三级伪随机码发生器电路
伪随机序列，也称作m序列，它的显著特点是：
（a）随机特性；
（b）预先可确定性；
（c）可重复实现。
本电路采用带有两个反馈的三级反馈移位寄存器，示意图见图18-5。
若设初始状态为111（Q2Q1Q0=111），则在CP时钟作用下移位一次后，由Q1与Q0模二加产生新的输入Q=Q0
Q1=1
1=0，则新状态为Q2Q1Q0=011。
当移位二次时为Q2Q1Q0=001；
当移位三次为Q2Q1Q0=100；
移位四次后为Q2Q1Q0=010；
移位五次后为Q2Q1Q0=101；
移位六次后为Q2Q1Q0=110；
移位七次后为Q2Q1Q0=111；
即又回到初始状态Q2Q1Q0=111。
该状态转移情况可直观地用“状态转移图”表示。
见图18-6。
图18-2是实验系统中3级伪随机序列码发生器电原理图。
从图中可知，这是由三级D触发器和异或门组成的三级反馈移存器。
在测量点PN处的码型序列为1110010周期性序列。
若初始状态为全“零”则状态转移后亦为全“零”，需增加U8A三输入与非门“破全零状态”。
图18-5具有两个反馈抽头的3级伪随机序列码发生器图18-6状态转移图
4．四级伪随机码发生电路
图18-3是实验系统中4级伪随机序列码发生器电原理图。
从图中可知，这是由4级D触发器和异或门组成的4级反馈移位寄存器。
本电路是利用带有两个反馈抽头的4级反馈移位寄存器，其示意图见图18-7，状态转移图见表18-1，在测量点PN处的码序列为111100010011010。
图18-7具有两个反馈抽头的4级伪随机序列码发生器
5．五级伪随机码发生电路
图18-4是实验系统中5级伪随机序列码发生器电原理图，从图中可知，这是由5级D触发器和异或门组成的5级反馈移位寄存器。
本电路是利用带有两个反馈抽头（注意，反馈点是Q0与Q2）的5级反馈移位寄存器，其示意图见图18-8，状态转移图见表18-1，在测量点PN处的码序列为111110*********1010000100101100。
图18-8具有两个反馈抽头的5级伪随机序列码发生器
表18-13级、4级、5级伪随机码、状态转移图
三级伪随机码
四级伪随机码
五级伪随机码
Q2
Q1
Q0
Q3
Q4
1
通过以上三个个例的介绍，我们可将伪随机码的特性归纳如下：
伪随机码是数字通信中重要信码之一，常作为数字通信中的基带信号源，应用于扰码、误码测试、扩频通信、保密通信等领域。
伪随机码又称m序列，简称nrz。
伪随机码的特性包括四个方面：
1．由n级移位寄存器产生的伪随机序列，其周期为2n-1；
2．信码中“0”、“1”出现次数大致相等，“1”码只比“0”码多一个；
3．在周期内共有2n-1个游程，“1”的游程和“0”的游程个数相等；
4．具有类似白噪声的自相关函数，其自相关函数为：
其中n是伪随机序列的寄存器级数。
例如：
用4个D触发器和一个异或门构成的伪码发生器具有以下特性：
1）周期为21-1=15；
2）在周期内“0”出现24-1-1=7次，“1”出现24-1=8次；
3）周期内共有24-1=8个游程；
“1”的游程个数是4，“0”的游程个数亦是4。
4）具有双值自相关特性，其自相关系数为：
四、实验步骤
1．电路通电，用20MHz双踪示波器观察CLK、2048K、1024K、512K、256K、128K、64K、32K、16K、8K、2K、1K、P8K、P128K、Q8K各测试点波形并记录之。
2．用20MHz双踪示波器（直流档）观察“0”（全零码）、“1”（全一码）测试点的波形，并作记录。
3．用一号导线连接64K及NRZ3CLK，用双踪示波器观察NRZ3CLK及NRZ3测试点，记录三级伪码波形。
4．同步骤3，连接64K及NRZ4CLK，观察NRZ4CLK及NRZ4测试点，记录四级伪码波形。
同上，测试五级伪码并记录。
5．按照3级、4级、5级伪随机码的反馈移位寄存器示意图推算伪随机码码序，并与测量值作比较。
6．验证伪随机码的四个特性。
五、实验报告
1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。
2．根据实验测试记录，画出各测量点的波形图。
3．按照反馈移位寄存器推算3级、4级、5级伪随机码的码序，并与测量值作比较。
4．验证伪随机码的四个特性。
实验二抽样定理和脉冲调幅及解调实验
1．学习PAM脉冲幅度解调的原理和方法；
2．进一步验证抽样定理；
2．观察了解PAM信号形成过程，了解抽样定理的必要性。
1．THEXZ-2B型实验箱、PAM双路抽样脉冲发生实验模块、抽样定理和脉冲调幅实验模块、PAM脉冲幅度解调实验
2．20MHz双踪示波器、万用表
在通信技术中为了获取最大的经济效益，就必须充分利用信道的传输能力，扩大通信容量。
因此，采取多路化制式是极为重要的通信手段。
最常用的多路复用体制是频分多路复用（FDM）通信系统和时分多路复用（TDM）通信系统。
频分多路技术是利用不同频率的正弦载波对基带信号进行调制，把各路基带信号频谱搬移到不同的频段上，在同一信道上传输。
而时分多路系统中则是利用不同时序的脉冲对基带信号进行抽样，把抽样后的脉冲信号按时序排列起来，在同一信道中传输。
利用抽样脉冲把一个连续信号变为离散时间样值的过程称为“抽样”，抽样后的信号称为脉冲调幅（PAM）信号。
在满足抽样定理的条件下，抽样信号保留了原信号的全部信息。
并且，从抽样信号中可以无失真地恢复出原信号。
抽样定理在通信系统、信息传输理论方面占有十分重要的地位。
数字通信系统是以此定理作为理论基础的。
在工作设备中，抽样过程是模拟信号数字化的第一步。
抽样性能的优劣关系到整个系统的性能指标。
图20-1单路PCM系统示意图
作为例子，图20-1示意地画出了传输一路语音信号的PCM系统。
从图中可以看出要实现对语音的PCM编码，首先就要对语音信号进行抽样，然后才能进行量化和编码。
因此，抽样过程是语音信号数字化的重要环节，也是一切模拟信号数字化的重要环节。
为了让实验者形象地观察抽样过程，加深对抽样定理的理解，本实验提供了一种典型的抽样电路。
除此，本实验还模拟了两路PAM通信系统，从而帮助实验者初步了解时分多路的通信方式。
（一）抽样定理
抽样定理指出，一个频带受限信号m（t）如果它的最高频率为fH（即m（t）的频谱中没有fH以上的分量），可以唯一地由频率等于或大于2fH的样值序列所决定。
因此，对于一个最高频率为3400Hz的语音信号m（t），可以用频率大于或等于6800Hz的样值序列来表示。
抽样频率fs和语音信号m（t）的频谱如图20-2和图20-3所示。
由频谱可知，用截止频率为fH的理想低通滤波器可以无失真地恢复原始信号m（t），这就说明了抽样定理的正确性。
实际上，考虑到低通滤波器特性不可能理想，对最高频率为3400Hz的语音信号，通常采用8KHz抽样频率，这样可以留出1200Hz的防卫带，见图20-4。
如果fs＜2fH，就会出现频谱混迭的现象，如图20-5所示。
图20-2语音信号的频谱图20-3语言信号的抽样频谱和抽样信号的频谱
图20-4留出防卫带的语音信号的抽样频谱图20-5fs＜2fH时语音信号的抽样频谱
在验证抽样定理的实验中，我们用单一频率fH的正弦波来代替实际的语音信号，采用标准抽样频率fs=8KHz，改变音频信号的频率fH，分别观察不同频率时，抽样序列和低通滤波器的输出信号，体会抽样定理的正确性。
验证抽样定理的实验方框如图20-6所示。
多路抽样脉冲调幅实验框图如图20-7所示，图20-8是调制部分的实验电原理图，在图20-8中，BG1和BG2完成抽样定理调制部分的实验电路。
抽样电路采用场效应晶体管开关电路。
抽样门在抽样脉冲的控制下以每秒八千次的速度开关。
BG1为结型场效应晶体管，BG2为驱动三极管。
当抽样脉冲没来时，驱动三极管处于截止状态，-5V电压加在场效应晶体管栅极G，只要G极电位负于源极S的电位，并且|UGS|>
|UP|，则场效应晶体管处于夹断状态，输出信号为“0”。
抽样脉冲来时，驱动三极管导通，发射极+5V电压加到驱动二极管，使之反向偏置。
从截止到导通的跳变电压经跨接在二极管两端的电容加到场效应晶体管的G极。
使栅极、源极之间的电压迅速达到场效应晶体管导通的数值，并一直达到使源极电压等于漏极上的模拟电压。
这样，抽样脉冲期间模拟电压经场效应晶体管开关加到负载上。
由于抽样电路的负载是一个电阻，因此抽样的输出端能得到一串脉冲信号。
此脉冲信号的幅度与抽样时输入信号的瞬时值成正比例，脉冲的宽度与抽样脉冲的宽度相同。
这样，脉冲信号就是脉冲调幅信号。
当抽样脉冲宽度远小于抽样周期时，电路输出的结果接近于理想抽样序列。
由图20-6可知，用一低通滤波器即可实现模拟信号的恢复。
为便于观察，解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成，低通滤波器的截止频率为3400Hz。
图20-6抽样定理实验方框图
（二）抽样定理和脉冲调幅实验电原理图
图20-8抽样定理和脉冲调幅实验电原理图
（三）PAM脉冲幅度解调电路及原理图
PAM时序信号经过分路选通电路选通后，即可进入脉冲幅度解调电路。
解调电路由射随、低通滤波器和放大器组成低通滤波器的截止频率为3400Hz。
PAM脉冲幅度解调实验的实验电原理图如图22-1所示。
图22-1的左半部分为分路选通电路，J1输入PAM时序信号。
BG1为射极跟随器，J4输入选通脉冲，通常为调制端的选通脉冲经适当延迟得到。
BG3为选通脉冲驱动级。
BG2为选通信号输出，C3为展宽电容；
图22-1的右半部分为脉冲幅度解调电路，J5输入PAM时序信号，BG4为射极跟随器，U1A和U1B组成截止频率为3400Hz的低通滤波器，BG5为放大电路，J7输出恢复后的模拟音频信号。
图22-1PAM脉冲幅度解调实验电原理图
四、实验步骤
（一）准备工作
验证抽样定理只需要一路音频信号和一路抽样脉冲，多路脉冲调幅需要两路音频信号和两路抽样脉冲。
1．准备“PAM双路抽样脉冲发生实验”模板，用20MHz双踪示波器观察TP2，用示波器和频率计测出抽样脉冲的频率、脉宽和时延。
2．调整信号源实验模板，要求调整到输出频率为1KHz，输出幅度为2VP-P的正弦波。
（注意：
2VP-P指的是峰峰值为2V）
（二）验证抽样定理
1．正弦信号（从信号源输出）从J8输入，fH=1KHz（fS＞2fH）幅度2VP-P，连接抽样脉冲J2到J9。
2．以TP8作为双踪同步示波器的比较信号，观察TP10抽样后形成的PAM信号。
计算在一个信号周期内的抽样次数，核对信号频率与抽样频率的关系。
3．在脉冲幅度解调实验的J5输入单路抽样时序信号（连接抽样定理和脉冲调幅实验的J10和PAM脉冲幅度解调实验的J5），用20MHz双踪示波器分别观察抽样定理和脉冲调幅实验的J8和脉冲幅度解调实验的TP5～TP7。
4．改变fH，令fH=4Hz（fS=2fH），重复1、2、3项内容，验证抽样定理。
5．改变fH，令fH=6KHz（fS＜2fH），重复1、2、3项内容，验证抽样定理。
1．整理实验数据，分别画出fH=1KHz、fH=4Hz、fH=6KHz时各测试点波形。
2．分析当fH=1KHz、fH=4Hz、fH=6KHz，抽样脉冲fS=8KHz时PAM输出与抽样定理的关系。
实验三PCM脉冲编译码实验
1．学习PCM编码原理；
2．了解几种常用PCM编译码芯片；
3．掌握测试方法。
1．THEXZ-2B型实验箱、数字信号发生模块、PCM脉冲编译码实验模块；
（一）PCM基本工作原理
PCM基群作为数字微波通信和光纤通信系统的终端设备，在目前通信系统中占有很重要地位。
本实验主要学习PCM30/32路基群系统的PCM编译码器、并对PCM编译码器进行自环测试，加深对PCM终端设备的了解。
脉冲编码调制通信就是把一个时间连续、取值连续的模拟信号变换成时间离散、取值离散的数字信号后在信道中进行传输。
而脉冲编码调制就是对模拟信号先进行抽样后，再对样值的幅度进行量化、编码的过程。
所谓抽样，就是利用抽样脉冲对模拟信号进行周期性扫描，从而把时间上连续的信号变成变成时间上离散的信号。
该模拟信号经过抽样后还应当包含原信号中所有信息，也就是说能无失真地恢复原模拟信号。
它的抽样速率下限是由抽样定理确定的。
在该实验中，抽样速率采用8Kbit/s。
模拟信号抽样示意图如图23-1所示。
图23-1模拟信号抽样示意图
所谓量化，就是把经过抽样得到的瞬时值将其幅度离散，即用一组规定的电平，把瞬时抽样值用最接近的电平值来表示。
一个模拟信号，经过抽样量化后，得到已量化的脉冲幅度调制信号，它仅为有限个数值。
所谓编码，就是用一组二进制码来表示每一个有固定电平的量化值。
然而，实际上量化是在编码过程中同时完成的，故编码过程也称为模/数变换，可记作A/D。
在幅度与时间上连续变化的模拟信号经抽样后，虽然在时间轴上变为离散量，但在幅度上每一采样仍为连续量，为了使每一采样用数字代码表示，就必须将幅度用有限个电平来表示，实现这个过程称作幅度量化。
由此可见，脉冲编码调制方式就是一种传递模拟信号的数字通信方式。
PCM的原理如图23-2所示。
话音信号先经防混迭低通滤波器，得到限带信号（300~3400Hz），进行脉冲抽样，变成8KHz重复频率的抽样信号（即离散的脉冲调幅PAM信号），然后将幅度连续的PAM信号用“四舍五入”办法量化为有限个幅度取值的信号，再经编码，转换成二进制码。
对于电话CCITT规定抽样率为8KHz，每抽样值编8位码，即共有28=256个量化值，因而每话路PCM编码后的标准数码率是64kb/s。
为解决均匀量化时小信号量化误差大、音质差的问题，在实际中采用不均匀选取量化间隔的非线性量化方法，即量化特性在小信号时分层密、量化间隔小，而在大信号时分层疏、量化间隔大，如图23-3所示。
图23-2PCM的原理框图
图23-3A律与u律的压缩特性
在实际中广泛使用的是两种对数形式的压缩特性：
A律和μ律。
对压缩器而言，其输入输出归一化特性表示式为：
式中A、μ为压缩系数，CCITT规定它们取值是A=87.6与μ=255。
A律PCM主要用于欧洲，μ律主要用于北美和日本，我国采用欧洲体制。
图23-4PCM编码方式
它们的编码规律如图23-4所示。
图中给出了信号抽样编码字与输入电压的关系，其中编码方式
（1）为符号/幅度数据格式，Bit7表示符号位，Bit6~0表示幅度大小；
（2）为A律压缩数据格式，它是
（1）的ADI（偶位反相）码；
（3）为μ律压缩数据格式，它是由
（1）的Bit6~0反相而得到，通常为避免00000000码出现，将其变成零抑制码00000010。
（二）PCM编译码电路MT8965芯片介绍：
1）编译码器的简单介绍
模拟信号经过编译码器时，在编码电路中，它要经过取样、量化、编码，如图22-5（a）所示。
到底在什么时候被取样，在什么时序输出PCM码则由A→D控制来决定，同样PCM码被接收到译码电路后经过译码低通、放大，最后输出模拟信号到话机，把这两部分集成在一个芯片上就是一个单路编译码器，它只能为一个用户服务，即在同一时刻只能为一个用户进行A/D及D/A变换。
编码器把模拟信号变换成数字信号的规律一般有两种，一种是μ律十五折线变换法，它一般用在PCM24路系统中，另一种是A律十三折线非线性变换法，它一般应用于PCM30/32路系统中，这是一种比较常用的变换法。
模拟信号经取样后进行A律十三折线变换，最后变成8位PCM码，实用的A87.56/13折线编码器对每个样值编8位码，即a1a2……a8，其码位安排如下：
a1：
极性码。
a1=1表示正极性，a1=0表示负极性。
a2a3a4：
段落码，用来确定信号所在的段，例如a2a3a4为“000”表示第1段。
a5a6a7a8：
段内电平码，用来确定信号在某一大段内的那一小段，每一大段内又均分16小段。
在单路编译码器中，经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去，这个时序号是由A→D控制电路来决定的，而在其它时隙时编码器是没有输出的，即对一个单路编译码器来说，它在一个PCM帧里只在一个由它自己的A→D控制电路决定的时隙里输出8位PCM码，同样在一个PCM帧里，它的译码电路也只能在一个由它自己的D→A控制电路决定的时序里，从外部接收8位PCM码。
其实单路编译码器的发送时序和接收时序还是可由外部电路来控制的，编译码器的发送时序由A→D控制电路来控制，而A→D控制电路还是受外部控制电路的控制，同样在译码电路中D→A控制电路也受外部控制电路的控制，这样，我们只要向A→D控制电路或D→A控制电路发某命令即可控制单路编码器的发送时序和接收时序号，从而也可以达到总线交换的目的，但各种单路编码器对其发送时序和接收时序的控制方式都有所不同，象有些编码器就有两种方式，一种是编程法，即给它内部的控制电路输进一个控制字，令其在某某时隙干什么工作，另一种是直接控制，这时它有两个控制端，我们定义为FSx和FSr，要求FSx和FSr是周期性的，并且它的周期和PCM的周期要相同，都为125µ
s，这样，每来一个FSx，其Codec就输出一个PCM码，每来一个FSr，其Codec就从外部输入一个PCM码。
（a）A→D电路（b）D→A电路
图23-5A/D以及D/A电路框图
图23-5（b）是PCM的译码电路方框图，它的工作过程同图23-5（a）的工作过程完全相反，因此这里就不再讨论了。
2）本实验系统编译码器电路的设计
我们所使用的编译码器是把Codec和Filter集成在一个芯片上，它的内部结构方框图见图23-6所示。
它的外部接口可分两部分：
一部分是模拟接口电路，它与编译码器中的Filter发生联系，这一部分控制模拟信号的放大倍数，另一部分是与处理系统和交换网络的数字接口，它与编译码器中的Codec发生联系，我们对Codec的控制主要通过这些数字接口线来达到目的。
常用引脚用途：
VFT（13）：
音频输入
AZ（14）：
自动调零，接电容到地
OUTpcm（4）：
编码输出
DIc
（1）：
控制数据输入，本电路接地
MS（7）：
模式选择，本电路接-5V
FS（6）：
时分脉冲输入
CP（3）：
时钟信号（2.048M）输入
INpcm
（2）：
解码输入
VFR（15）：
音频输出
V+（5）：
+5V电源输入
V-（12）：
-5V电源输出
VREF（17）：
+2.5V基准电压
GNDA（16）：
模拟地
GNDD（18）：
数字地整个电路由三部分构成：
发送部分、接收部分和控制部分。
图23-6MT8965内部原理框图
发送部分包括发送滤波器，PCM编码器和输出寄存器。
需要发送的音频信号从VFT端输入后首先进到发送滤波器，完成防混叠和音频限带功能。
发送滤波器的增益可由外部编程控制为0dB、1dB….7dB共
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