VM系统和直流脉宽调速系统的主要问题Word格式.docx
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•整流电压的平均值计算
式中—从自然换相点算起的触发脉冲控制角；
Um—=0时的整流电压波形峰值（V）；
M—交流电源一周内的整流电压脉波数。
对于不同的整流电路，它们的数值见<
表1-1>
。
*U2是整流变压器二次侧额定相电压的有效值。
•整流与逆变状态
⏹当0<
<
/2时，Ud0>
0，晶闸管装置处于整流状态，电功率从交流侧输送到直流侧；
⏹当/2<
max时，Ud0<
0，装置处于有源逆变状态，电功率反向传送。
（有源逆变的条件？
）
逆变颠覆限制
避免逆变颠覆，应设置最大的移相角限制。
相控整流器的电压控制曲线如下图
<
图1-8相控整流器的电压控制曲线>
Q2
电流脉动及其波形的连续与断续
⏹V-M系统中，由于电流波形的脉动，可能出现电流连续和断续两种情况。
这不同于G-M系统。
⏹电流连续--当V-M系统主电路有足够大的电感量，而且电动机的负载也足够大时，整流电流便具有连续的脉动波形。
⏹电流断续---当电感量较小或负载较轻时，在某一相导通后电流升高的阶段里，电感中的储能较少；
等到电流下降而下一相尚未被触发以前，电流已经衰减到零，于是，便造成电流波形断续的情况。
•V-M系统主电路的输出
图1-9V-M系统的电流波形>
电流波形断续给用平均值描述的系统带来一种非线性因素，引起机械特性的非线性，影响系统的运行性能。
应予避免。
Q3
抑制电流脉动的措施
在V-M系统中，脉动电流会产生脉动的转矩，对生产机械不利，同时也增加电机的发热。
为了避免或减轻这种影响，须采用抑制电流脉动的措施，主要是：
⏹设置平波电抗器；
⏹增加整流电路相数；
⏹采用多重化技术。
平波电抗器的设置与计算
⏹单相桥式全控整流电路
⏹三相半波整流电路
⏹三相桥式整流电路
E.g.多重化整流电路
如图电路为由2个三相桥并联而成的12脉波整流电路，使用了平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。
图：
并联多重联结的12脉波整流电路>
Q4
晶闸管-电动机系统的机械特性
当电流连续时，V-M系统的机械特性方程式为
（1-9）
式中Ce—电机在额定磁通下的电动势系数,Ce=KeN。
式（1-9）等号右边Ud0表达式的适用范围见表1-1。
（1）电流连续情况
⏹如图，改变，得一族平行直线。
这和G-M系统的特性很相似。
图中电流较小的部分画成虚线，表明这时电流波形可能断续，上式不再适用了。
⏹说明：
只要电流连续，晶闸管可控整流器就可以看成是一个线性的可控电压源。
（2）电流断续情况
当电流断续时，由于非线性因素，机械特性方程要复杂得多。
以三相半波整流电路构成的V-M系统为例，电流断续时机械特性须用下列方程组表示
（1-10）
（1-11）
（3）电流断续机械特性计算
当阻抗角值已知时，对于不同的控制角，可用数值解法求出一族电流断续时的机械特性。
对于每一条特性，求解过程都计算到=2/3为止，因为角再大时，电流便连续了。
对应于=2/3的曲线是电流断续区与连续区的分界线。
（4）V-M系统机械特性
图1-11>
完整的V-M系统机械特性
（5）V-M系统机械特性的特点
图1-11绘出了完整的V-M系统机械特性，分为电流连续区和电流断续区。
由图可见：
⏹当电流连续时，特性还比较硬；
⏹断续段特性则很软，而且呈显著的非线性，理想空载转速翘得很高。
Q5
晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数
在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节来看待。
⏹应用线性控制理论进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。
⏹实际的触发电路和整流电路都是非线性的，只能在一定的工作范围内近似看成线性环节。
⏹由实测特性计算（nextpage）：
----如有可能，最好先用实验方法测出该环节的输入-输出特性曲线，图1-13是采用锯齿波触发器移相时的特性。
----设计时，希望整个调速范围的工作点都落在特性的近似线性范围之中，并有一定的调节余量。
Ks由实测特性计算
•晶闸管触发和整流装置的放大系数的计算
晶闸管触发和整流装置的放大系数可由工作范围内的特性率决定，计算方法是
（1-12）
图1-13>
晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和的测定
Ks根据装置的参数估算
如果不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。
⏹例如：
设触发电路控制电压的调节范围为Uc=0~10V
相对应的整流电压的变化范围是Ud=0~220V
可取Ks=220/10=22
•晶闸管触发和整流装置的传递函数
•在动态过程中，可把晶闸管触发与整流装置看成是一个纯滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。
（纯滞后环节的传递函数？
待定参数？
•众所周知，晶闸管一旦导通后，控制电压的变化在该器件关断以前就不再起作用，直到下一相触发脉冲来到时才能使输出整流电压发生变化，这就造成整流电压滞后于控制电压的状况。
（2）最大失控时间计算
显然，失控制时间是随机的，它的大小随发生变化的时刻而改变，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流电源频率和整流电路形式有关，由下式确定
（1-13）
式中f--流电流频率（Hz）；
m-一周内整流电压的脉冲波数。
（3）Ts值的选取
相对于整个系统的响应时间来说，Ts是不大的，在一般情况下，可取其统计平均值Ts=Tsmax/2，并认为是常数。
也有人主张按最严重的情况考虑，取Ts=Tsmax。
表1-2>
列出了不同整流电路的失控时间。
（4）传递函数的求取
用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为
按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为
由于式（1-14）中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。
（5）近似传递函数
为了简化，先将该指数函数按台劳级数展开，则式（1-14）变成
考虑到Ts很小，可忽略高次项，则传递函数便近似成一阶惯性环节。
（6）晶闸管触发与整流装置动态结构
图1-15>
晶闸管触发与整流装置动态结构框图
1.3直流脉宽调速系统的主要问题
⏹自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流PWM调速系统。
PWM系统的优点
1）主电路线路简单，需用的功率器件少。
2）开关频率高，电流易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。
3）低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:
10k左右。
4）若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。
5）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。
6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。
PWM变换器的工作状态和电压、电流波形
⏹PWM变换器的作用：
用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。
⏹PWM变换器电路主要分为不可逆与可逆两大种形式。
（什么叫可逆？
什么叫制动？
）
1.不可逆PWM变换器
（1）简单的不可逆PWM变换器
（2）有制动的不可逆PWM变换器
2.桥式可逆PWM变换器
简单的不可逆PWM变换器-直流电动机系统主电路原理图如图1-16所示，功率开关器件可以是任意一种全控型开关器件，这样的电路又称直流降压斩波器。
图1-16>
简单的不可逆PWM变换器-直流机系统a）主电路原理图
图中：
Us—直流电源电压C—滤波电容器M—直流电动机
VD—续流二极管VT—功率开关器件，栅极由脉宽可调的脉冲电压系列Ug驱动
•工作状态与波形
<
图1-16b>
电压和电流波形
在一个开关周期内，
⏹当0≤t<
ton时，Ug为正，VT导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；
⏹当ton≤t<
T时，Ug为负，VT关断，电枢失去电源，经VD续流。
输出平均电压方程
式中=ton/T为PWM波形的占空比
改变（0≤<
1）即可调节电机的转速。
⏹PWM电压系数
若令=Ud/Us为PWM电压系数，则在不可逆PWM变换器中
=（1-18）
在简单的不可逆电路中电流不能反向，因而没有制动能力，只能作单象限运行.
图1-17a>
有制动电流通路的不可逆PWM变换器
⏹需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图1-17a所示的双管交替开关电路。
当VT1导通时，流过正向电流+id，VT2导通时，流过–id。
⏹应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限，因为平均电压Ud并没有改变极性。
工作状态与波形
（1）一般电动状态
⏹在0≤t≤ton期间，Ug1为正，VT1导通，Ug2为负，VT2关断。
此时，电源电压Us加到电枢两端，电流id沿图中的回路1流通。
⏹在ton≤t≤T期间，Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使它失去导通的可能。
⏹在一般电动状态中,id始终为正值（其正方向示于图1-17a中）。
设ton为VT1的导通时间，则一个工作周期有两个工作阶段（如前）.
⏹实际上是由VT1和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上。
⏹输出波形：
一般电动状态的电压、电流波形与简单的不可逆电路波形<
图1-17b>
完全一样。
工作状态与波形
（2）制动状态
图1-17a有制动电流通路的不可逆PWM变换器
⏹在0≤t≤ton期间，VT2关断，－id沿回路4经VD1续流，向电源回馈制动，与此同时，VD1两端压降钳住VT1使它不能导通。
⏹在ton≤t≤T期间，Ug2变正，于是VT2导通，反向电流id沿回路3流通，产生能耗制动作用。
⏹在制动状态中，id为负值，VT2就发挥作用了。
⏹这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候。
这时，先减小控制电压，使Ug1的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使平均电枢电压Ud降低。
但是，由于机电惯性，转速和反电动势E还来不及变化，因而造成EUd的局面，很快使电流id反向，VD2截止，VT2开始导通。
⏹制动状态的一个周期分为两个工作阶段（如前）。
因此，在制动状态中，VT2和VD1轮流导通，而VT1始终是关断的，此时的电压和电流波形示于<
图1-17c>
工作状态与波形（3）轻载电动状态
⏹第1阶段，VT1导通，电流id沿回路1流通
⏹第2阶段，VD2续流，电流id沿回路2流通
⏹第3阶段，VT2导通，电流–id沿回路3流通
⏹第4阶段，VD1续流，电流–id沿回路4流通
⏹轻载电动状态是一种特殊情况，这时平均电流较小，以致在VT1关断后id经VD2续流时，还没有到达周期T，电流已经衰减到零，此时，因而VD2两端电压也降为零，VT2便提前导通了，使电流方向变动，产生局部时间的制动作用。
⏹轻载电动状态，一个周期分成四个阶段（如前）。
⏹在3、4阶段，电动机流过负方向电流，电机工作在制动状态；
在1、2阶段，电动机流过正方向电流，电机工作在电动状态。
因此，在轻载时，电流可在正负方向之间脉动，平均电流等于负载电流，其输出波形见<
图1-17d>
小结
表1-3二象限不可逆PWM变换器在不同工作状态下的导通器件和电流回路与方向
可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图1-18所示。
这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式等多种，这里只着重分析最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。
（什么是单极式？
什么是双极式？
⏹H形主电路结构
图1-18桥式可逆PWM变换器
双极式控制方式
（1）正向运行
⏹第1阶段，在0≤t≤ton期间，Ug1、Ug4为正，VT1、VT4导通，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB=+Us；
⏹第2阶段，在ton≤t≤T期间，Ug1、Ug4为负，VT1、VT4截止，VD2、VD3续流，并钳位使VT2、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB=–Us；
（2）反向运行
⏹第1阶段，在0≤t≤ton期间，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，VD1、VD4续流，并钳位使VT1、VT4截止，电流–id沿回路4流通，电动机M两端电压UAB=+Us；
⏹第2阶段，在ton≤t≤T期间，Ug2、Ug3为正，VT2、VT3导通，Ug1、Ug4为负，使VT1、VT4保持截止，电流–id沿回路3流通，电动机M两端电压UAB=–Us；
输出平均电压
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为
（1-19）
⏹如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中PWM电压系数
=2–1（1-20）
注意：
这里的计算公式与不可逆变换器中的公式就不一样了。
调速时，的可调范围为0~1，–1<
+1。
⏹当>
0.5时，为正，电机正转
⏹当<
0.5时，为负，电机反转
⏹当=0.5时，=0，电机停止
注意
⏹当电机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。
这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗，这是双极式控制的缺点。
⏹但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓”动力润滑”的作用。
性能评价
⏹双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点：
1）电流一定连续。
2）可使电机在四象限运行。
3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区。
4）低速平稳性好，系统的调速范围可达1:
20k左右。
5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通
⏹双极式控制方式的不足之处是：
在工作过程中，4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了防止直通，在上、下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。
Q2
直流脉宽调速系统的机械特性
⏹由于采用脉宽调制，严格地说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的，所谓稳态，是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平均转矩（电流）的关系。
⏹采用不同形式的PWM变换器，系统的机械特性也不一样。
对于带制动电流通路的不可逆电路和双极式控制的可逆电路，电流的方向是可逆的，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，现在就分析这种情况。
带制动的不可逆PWM电路电压方程
对于带制动电流通路的不可逆电路（Fig1-17a），电压平衡方程式分两个阶段
（1-21）
（1-22）
双极式可逆电路电压方程
对于双极式控制的可逆电路，只在第二个方程中电源电压由0改为–Us，其他均不变。
于是，电压方程为
（1-23）
（1-24）
机械特性方程
⏹按电压方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式。
无论是上述哪一种情况，电枢两端在一个周期内的平均电压都是Ud=Us，只是与占空比的关系不同，分别为式（1-18）和式（1-20）。
⏹平均电流和转矩分别用Id和Te表示，平均转速n=E/Ce，而电枢电感压降的平均值Ldid/dt在稳态时应为零。
于是，无论是上述哪一组电压方程，其平均值方程都可写成
（1-25）
式中Cm—电机在额定磁通下的转矩系数，Cm=KmN；
n0—理想空载转速，与电压系数成正比，n0=Us/Ce。
PWM调速系统机械特性
图1-20>
脉宽调速系统的机械特性曲线（电流连续），n0s＝Us/Ce
⏹图中所示的机械曲线是电流连续时脉宽调速系统的稳态性能。
⏹图中仅绘出了第一、二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路（0<
1），
⏹双极式控制可逆电路的机械特性与此相仿，只是更扩展到第三、四象限了（-1<
1）。
目前，在中、小容量的脉宽调速系统中，由于IGBT已经得到普遍的应用，其开关频率一般在10kHz左右，这时，最大电流脉动量在额定电流的5%以下，转速脉动量不到额定空载转速的万分之一，可以忽略不计。
PWM控制与变换器的数学模型
图1-21PWM控制与变换器的框图>
图1-21绘出了PWM控制器和变换器的框图，其驱动电压都由PWM控制器发出，PWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。
按照上述对PWM变换器工作原理和波形的分析，不难看出，当控制电压Uc改变时，PWM变换器输出平均电压Ud按线性规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一个开关周期T。
（与V-M系统的滞后相比？
⏹因此PWM控制与变换器（简称PWM装置）也可以看成是一个滞后环节，其传递函数可以写成
（1-28）
式中Ks—PWM装置的放大系数；
Ts—PWM装置的延迟时间，Ts≤T0。
⏹当开关频率为10kHz时，T=0.1ms，在一般的电力拖动自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似看成是一个一阶惯性环节，故
（1-29）
与晶闸管装置传递函数完全一致。
电能回馈与泵升电压的限制
PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容C滤波，以获得恒定的直流电压，电容C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。
泵升电压产生的原因
⏹PWM变换器中滤波电容的作用，
⏹滤波
⏹当电机制动时吸收运行系统动能
⏹由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。
⏹电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。
泵升电压限制
⏹在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用下图中的镇流电阻Rb来消耗掉部分动能。
分流电路靠开关器件VTb在泵升电压达到允许数值时接通。
⏹对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈电网
PWM系统的优越性
⏹主电路线路简单，需用的功率器件少；
⏹开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；
⏹低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；
⏹系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；
⏹功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；
⏹直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。
UPE---电力电子变换器
⏹以后用UPE代表由电力电子器件组成的变换器，其输入接三相（或单相）交流电源，输出为可控的直流电压Ud.
⏹对于中小容量系统，多采用由IGBT或P-MOSFET组成的PWM变换器。
⏹对于较大容量的系统，可采用其它电力电子开关器件，如GTO、IGCT等
⏹对于特大容量的系统，则常用晶闸管装置。
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