DPSK调制解调及性能分析Word格式.docx

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Withtheincreasinglyrapiddevelopmentofcommunicationtechnology.Digitalcommunicationsissignificantlysuperiortoanalogcommunication.However,inordertoenabledigitalcommunicationwithtransmissioncharacteristicsofbandpasstransmission,digitalbasebandsignalwillneedtobemodulated,themodulateddigitalsignalinordertoadaptthechanneltransmission.ThreeDigitalModulation:

AmplitudeShiftKeying（ASK）,frequencyshiftkeying（FSK）andphaseshiftkeying（PSKorDPSK）.Whichthephase-shiftkeyingisthebestanti-noiseperformanceinthethreebasicdigitalmodulationscheme,differentialphasefrequencyshiftkeying（DPSK）toovercometheshortcomingsofPSKcoherentcarrierrecovery180degreesinthecarrierphaseambiguity.ThestudyofDPSKanalysistocontributetothedevelopmentofthemodernorthefutureofdigitalmodulation.

Keywords:

DPSKsystemdemodulationperformanceofresistancetonoiseSystemView

第一章绪论

随着数字技术日益迅速发展以及无线通信技术普及，我们有必要对数字调制技术进行了解与分析。

对于一个数字调制系统的研究，除了要了解调制解调原理，还要懂得分析每个调制解调环节的作用与设计过程。

另外还要对系统性能做出分析，性能是指除了抗噪声性能，还有频带利用率，对于信道的敏感性等。

对于DPSK，除了可以克服PSK的相位模糊现象，而且有较好的频谱利用率。

虽然在DPSK的基础上，发展了现今北美和日本的蜂窝移动通信都在用的π/4DQPSK数字调制系统。

对于DPSK研究，有助于对现代数字调制技术的学习打下一定的基础。

通信系统是一个非常复杂的工程系统，通信系统设计研究也十分复杂，SystemView是一个可用于通信系统设计及仿真的动态分析平台，可构造各种复杂的模拟，数字，数模混合系统的设计与仿真。

本设计将以SystemView仿真系统对二进制差分相移键控（2DPSK）的调制与解调进行计算机仿真为例。

并且结合理论知识，通过SystemView所提供的各种仿真计算分析技术来从实际情况入手，对2DPSK的信道传输，带宽变化，频谱分析，抗噪声性能绘图等进行对2DPSK调制与解调实现及性能分析。

第二章2DPSK调制解调系统原理

二.1二进制相移键控（2PSK）的调制解调方法

二.1.12PSK的调制原理

所谓的二进制相移键控（2PSK）信号，是指在二进制调制中，正弦载波的相位随着二进制数字基带信号离散变化而产生的信号。

已调信号载波可以用“0”和“π”或者“+π/2”和“-π/2”来表示二进制基带信号的“0”和“1”。

2PSK的表达式如下

e2psk（t）=cos（ωc*t+ψn）

下面以“0”和“π”代表基带数字信号的“0”和“1”来讲述2PSK。

2PSK信号典型时间波形如图2-1所示。

公式如下。

e2psk（t）=[Σan*g（t-n*Ts）]*coswc*t

图2-1

其中an是双极性数字信号，g（t）为幅度1的矩形脉冲，矩形脉冲的宽度为Ts。

由于2PSK信号是双极性不归零码的双边带调制，所以如果数字基带信号不是双极性不归零码时，则要先转成双极性不归零码，然后再进行调制。

调制方法有模拟法和相位选择法。

2PSK调制原理图如图2-2和2-3所示。

模拟法使源信号如果不是双极性不归零，则转成双极性不归零码后与本地载波相乘即可调制成2PSK信号。

相位选择则是通过电子开关来实现的，当双极性不归零码通过电子开关时，遇低电平就以180度相移的本地载波相乘输出，遇高电平，电子开关则连通没相移的本地载波上然后输出。

图2-2

图2-3

二.1.22PSK的解调原理

至于解调的方式，因为双极性不归零码在“1”和“0”等概时没有直流分量，所以2PSK信号的功率谱密度是无载波分量，所以必须用相干解调的方式。

如图2-4所示。

图2-4

过程中需要用到与接收的2PSK信号同频同相的相干载波相乘，然后通过低通滤波器，再进行抽样判决恢复数据。

当恢复相干载波产生180度倒相时，解调出的数字基带信号将与发送的数字基带信号正好相反，解调器输出数字基带信号全部出错。

这种现象通常称为“倒π”现象。

因而2PSK信号的相干解调存在随机的“倒π”现象，使得2PSK方式在实际中很少采用。

二.22DPSK调制与解调原理

二.2.12DPSK调制原理

在2PSK信号中，信号的相位变化是由未调载波的相位作为参考基准的，是利用载波的绝对相位传送数字信息的，所以称为绝对调相。

但2PSK存在着一种缺陷，就是在相干载波恢复中载波相位存在载波相位180度相位模糊，以至于解调出的二进制基带信号出现反向现象，在实际应用中很难实现。

所以为了解决2PSK这个问题，提出了二进制差分相移键控（2DPSK）。

2DPSK是在2PSK的基础上做出的改进。

虽然2DPSK能够解决2PSK的载波相位模糊问题，是一种实用的数字调相系统，但是其抗噪声性能却不如2PSK。

图2-5

2DPSK是利用前后码元的载波相位相对变化来传输数字信息的，称为相对调相。

即对数字基带信号进行差分编码，把绝对码转换成相对码（差分码）。

编码规则如下

bn=anxorbn-1

其中，xor是模2加，也是异或。

bn是bn-1的前一个码元，最初的bn-1可以任意设定。

2DPSK信号的实现步骤如下：

首先要对数字基带信号进行差分编码，把绝对码转换成相对码来表示二进制信号，然后再进行绝对调相，如图2-5所示。

二.2.22DPSK解调原理

在2DPSK的解调方法中，我们可以采用相干解调方式，也叫做极性比较法。

其解调原理原理图如图2-6所示，它的解调原理过程是首先将已在信道中传输的2DPSK信号进入带宽滤波器，滤掉滤波器频带以外的噪声。

然后与2DPSK载波同频同相的本地载波相乘再通过低通滤波器，滤除高频分量，通过抽样判决恢复出相对码。

最后通过码反变换器把相对码转换成绝对码。

图2-6

图2-7

另外2DPSK还可以采用差分相干解调方式，即相位比较法。

解调原理过程如图2-7所示。

其原理过程与相干解调不同的是解调过程不需要相干载波，也不需要码反变换这一过程。

当2DPSK信号通过带通滤波器后，通过延时器，延时一个码元的时间间隔，再与2DPSK信号本身相乘，实现前后码元相位差的直接比较。

再通过低通滤波器和抽样判决，从而恢复出绝对码。

由于过程不需要专门的相干载波，所以是一种非相干解调方法。

虽然差分相干解调不需要相干载波而且在性能上优越于采用相干解调的绝对调相。

但是抗噪声能力比较差。

二.32DPSK系统性能理论分析

二.3.12DPSK系统抗噪声性能

在数字通信中，误码率是衡量数字通信系统性能的重要指标之一。

2DPSK信号可采用相干解调与差分相干解调两种形式。

由于本设计采用的是差分相干解调，所以在这里只对差分相干解调系统性能进行解说。

2DPSK信号差分相干解调也称为相位比较法，是一种非相干解调方法。

在上面解调的设计过程可以看出，解调过程中需要对间隔为Ts的前后两个码元进行比较。

假设当前发送的是“1”，并且前一时刻发送的也是“1”，则带通滤波器输出的y1（t）与延时输出的y2（t）分别是

y1（t）=a*cos（ωc*t）+n1（t）

y2（t）=a*cos（ωc*t）+n2（t）

其中n1（t）,n2（t）分别为无迟延支路的窄带高斯噪声和有延时支路的窄带高斯噪声，并且n1（t）和n2（t）相互独立。

由于窄带高斯噪声是可以分解成同相分量与正交分量。

所以以上两式可以写成

y1（t）=[a+n1c（t）]cos（ωc*t）+n1s（t）*sin（ωc*t）

y2（t）=[a+n2c（t）]cos（ωc*t）+n2s（t）*sin（ωc*t）

通过低通滤波器的输出在抽样时刻的样值为

x=0.5*[（a+n1c）*（a+n2c）+n1s*n2s]

若x>

0,则判决为“1“符号（正确判决）；

若x<

0,则判决为“0“符号（错误判决）。

“1”判为“0”符号的概率为

P（0/1）=P{x<

0}=P{[0.5*（a+n1c）（a+n2c）+n1s*n2s]<

0}

利用恒等式

x1*x2+y1*y2=0.25*{[（x1+x2）^2+（y1+y2）^2]-[（x1-x2）^2+（y1+y2）^2]}

其中

x1=a+n1c,x2=a+n2c,y1=a+n1s,y2=2+n2s

则

x=0.125*[（2*a+n1c+n2c）^2+（n1s+n2s）^2-（n1c-n2c）^2-（n1s+n2s）^2]

若判为“0”，即x<

0.125*{[（2*a+n1c+n2c）^2]+[（n1s+n2s）^2]-[（n1c-n2c）^2]-（n1s+n2s）^2}<

令

R1^2=（2*a+n1c+n2c）^2+（n1s+n2s）^2

R2^2=（n1c-n2c）^2+（n1s-n2s）^2

则当x<

0,有R1<

R2。

此时，将“1”判为“0”符号的错误概率可表示为

P（0/1）=P{R1<

R2}

因为n1c,n2c,n1s,n2s是相互独立的高斯随机变量，且均值为0，方差相等为σn^2。

根据高斯随机变量之和仍然为高斯随机变量，且均值为各随机变量的均值代数之和，方差为各随机变量方差之和的性质，则n1c+n2c是零均值，方差为2σn^2的高斯随机变量。

同理，n1s+n2s,n1c-n2c,n1s+n2s都是零均值，方差为2σn^2的高斯随机变量。

由随机信号分析理论可知，R1的一维分布服从广义瑞利分布，R2的一维分布服从瑞利分布。

所以可得，

P（0/1）=0.5*e^（-r）

式中，r=a^2/（2*σn^2）

同理可得“0”判成“1”的概率P（1/0）=P（0/1）,即

P（1/0）=0.5*e^（-r）

图2-8

通过对于同一种数字调制信号进行分析，根据图2-8各