DOCSIS20 技术深度解析Word文档格式.docx

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0规范所增加的上行信道容量。

S-CDMA的系统自1997年起，已在全球范围内应用于HFC网络，但却是新近才被加入DOCSIS规范，因此，有必要首先看一看S-CDMA是如何工作的。

S-CDMA的码分复用部分直接来自于离散序列扩谱（DSSS），这是一种由军方开发的技术，以对抗通讯中来自敌方的干扰和拦截。

DSSS中的扩展指的是将数据信号在频率和时间上的展开。

在S-CDMA中，扩展处理通过将数据信号与一个扩展“代码”相乘来完成，这些代码属于一个正交的代码集合。

发射一个完整“编码”信号的时间称作扩展间隔。

每个扩展间隔内有128个代码，表示可以有128个数据信号同时传输。

可将32个扩展间隔组成一个帧，支持数个扩展间隔上的信号交织。

通过对所有Modem的严格时间同步，并对每个Modem发出的数据使用不同的扩展码，S-CDMA允许多个Modem同时共享同一频谱。

可有64个Modem同时进行传输，每次传输可包括2到128个编码信号。

在DOCSIS

0中，分割传输的基本时间单位是微时隙。

在S-CDMA中，每次传输可占用数个微时隙，一个微时隙占用2到32个编码，以及分配给一个帧的扩展间隔。

CMTS知道扩展码的分配，从微时隙的输出提取出相应的信号，分派给对应的用户数据流。

扩展处理对影响电缆传输的各种类型噪声存在的条件下，信号的顽健性具有极大的作用。

理论上来说，A-TDMA的每赫兹比特容量与S-CDMA是相等的，但是，在下面将看到，在实际的应用环境中，由于S-CDMA能够容忍更高的噪声电平，从而能够采用更高的QAM或QPSK调制，因此能获得更大的上行信道的总体的容量。

脉冲噪声情况下的短分组效率

对HFC网络运行造成主要侵害的脉冲噪声一般由中等强度的短（小于1微秒）突发信号构成，通常由网络中的电子设备扰动引起，如变压器，开关和发动机点火等。

脉冲也可能持续较长的时间，偶尔也可能具有较高的功率，与短脉冲相比出现的可能要少得多罢了。

由于将数据信号扩展到长时间间隔，S-CDMA非常适合于处理脉冲噪声。

在A-TDMA中，典型情况是在Modem发射时发生脉冲噪声将导致此信号的丢失，而对于运行在S-CDMA模式下的Modem来说，同样的噪声脉冲将被扩展到包含数据信号的128个码片上，从而在每个码片上将脉冲功率降低为原来功率的1／

128。

"

S-CDMA在脉冲噪声条件下的优异性能增强了电缆运营商部署DOCSIS

0来开展VoIP业务的能力，因为VoIP是典型的由短分组构成的业务。

对抗短突发噪声的极其顽健的保护对于获得电信级的VoIP业务性能是决定性的。

S-CDMA优异的抗脉冲噪声性能还在对信号的前导部分的潜在影响方面具有特别的意义。

由于A-TDMA不使用S-CDMA固有的同步过程，A-TDMA的前导部分必须包含时钟信息以及相位，增益和其它数据。

所以A-TDMA的前导部分必然要比S-CDMA所用的要长一一典型的比值是20比

8。

A-TDMA增加的前导长度产生了更多的开销，传输的效率有所降低，更容易受到脉冲噪声的干扰。

如果脉冲足够强，掩盖了前导信号，则整个的信息载荷也将无法提取出来。

S-CDMA的前导部分较少受到脉冲的侵害，因为与A-TDMA相反，前导本身也是经过交织的。

在大多数情况下，由于采用了交织器，脉冲噪声一般只能损坏S-CDMA前导信号中的一个信号。

关于传输效率还有一点值得说明的是由于A-TDMA要对每次传输之间的抖动进行补偿而产生的时间限制，对抖动进行调整要求在每次发送之间有一到二个符号的“保护带宽”，这更进一步增加了A-TDMA的传输开销，特别对VolP和其它一些短分组的情况尤其明显。

0使用了里德-所罗门（RS）前向纠错（FEC）来降低脉冲噪声及其它噪声侵害的影响，所以，在脉冲持续时间与每个RS块的纠错容量T=16字节相当时，A-TDMA系统也受到保护。

然而，由于扩展的缘故，S-CDMA可以在脉冲噪声的持续时间超出16字节的情况下给出更强的顽健性。

在此，在S-CDMA帧内交织所有的信号符号在保证最小的符号损坏中起关键的作用。

对T=16的RS纠错编码，不能有超过16字节的信号被破坏。

例如，对于

5。

12Msps的QAM64（每符号6位）A-TDMA信道，设RS的T=16，分组长度为64字节，假如21个符号损伤（16字节），FEC就失败了。

所以，对A-TDMA，可以容忍的最大脉冲噪声持续时间为21／

5."

12=

4."

1微秒。

与此相比，64QAM，T=16，每帧扩展间隔为32，每个微时隙两个码的S-CDMA信道将给出最大的保护，64字节的分组适合两个微时隙，等效于24位的扩展间隔。

假如5个扩展间隔被噪声损坏，则相当于5个每扩展间隔24位，共120位或15字节，RS仍然能够进行纠错。

当然，如果是6个扩展间隔，132位或18字节损坏，FEC也将失败。

因此，S-CDMA的最大可容忍持续噪声时间是5*128／

12=125微秒，是A-TDMA的30倍。

一些评论人员注意到，由于异常高功率的脉冲噪声，存在一个临界点，使得S-CDMA的扩展效应不能够有效克服脉冲噪声的能量，来阻止1／128的每码片噪声功率对数据信号的干扰。

这些看法忽略了

0的CMTS所采用的ASIC通过使用脉冲检测和符号消除技术，能够容易地克服高脉冲幅度的问题。

在CableLabs对采用这些技术的接收机进行的高级PHY试验表明，在脉冲突发为10dBc（超出信号功率10dB）的情况下，系统的性能等效于脉冲突发为0dBc的情况，有力地证明了高能量的脉冲噪声可以被有效地处理而不对信道性能带来更多的损害。

0在窄带干扰的情况

0中，抑制外部RF的侵入由厂商自己解决，但CMTS接收机的芯片应当能够消除多个窄带干扰侵入的影响。

最常用的方法是自适应滤波和预均衡。

简而言之，这些技术对A-TDMA和S-CDMA都是适用的。

特别地，在CableLabs进行的高级PHY试验表明，S-CDMA对侵入的消除能力，在16QAM调制，6dBc的静态侵入条件下，丢包率为1％。

存在脉冲侵入的情况下，系统能够忍受

8."

5dBc的干扰而保持相同的性能。

现在，已经有了比上述性能更好的S-CDMA接收机ASIC芯片可供选用。

0在信道畸变的情况

0规定了传输符号之外24个符号的回波或谐波分析，DOCSISl.1仅仅要求8个这样的“抽头”，这就是

0能够支持更高次调制直到128QAM的原因之

一。

随着更高次调制的符号密度的增加，对噪声的敏感程度也相应增加，比较低的调制所要求的更小的反射畸变的能力就很重要了。

在DOCSISl.1和DOCSIS

0中，补偿畸变的均衡过程在Modem初始测距的时候开始进行，并在以后的周期性维护过程中继续进行。

根据从上行接收均衡器中读出的系数，CMTS向Modem发送一组“反”发射机前置滤波器系数。

CM的预失真和信道的非线性的合成结果，导致输入CMTS的信号完全均衡。

如此，CMTS能够识别并消除相位、频率以及反射畸变，因此避免了CMTS需要对每个接收突发进行均衡而在前导部分中增加复杂性的要求。

这种补偿畸变的方法对A-TDMA和S-CDMA同样适用良好。

由于在DOCSIS

0中扩充到24个的“抽头”，对A-TDMA有一个细微但重要的不利影响。

在A-TDMA模式下，从各个不同的Modem来的信号没有经过同步，信号在不同的时间上被抽样。

这个时间差别在不同的突发之间产生了畸变，即便对每个Modem的均衡做的很好也不能避免。

这些畸变的持续时间是信道脉冲相应和均衡器长度的一个因素。

为防止这些畸变，需要在突发之间增加保护带。

使用改进的较长预均衡器，这些保护带可以达到24个信号符号的长度，这对短分组来说是相当大的开销。

（作为比较，64B净载荷的分组传输用64QAM时要求的信号符号稍少于90个）。

在S-CDMA中，所有Modem发射的信号是同步的，在不同Modem之间没有畸变，从而避免了这种长时间的保护要求。

对加性高斯噪声（AWGN）增强的噪声边际

0在CM-CMTS链路上通过改进RSFEC和降低可接受的链路损耗来抵抗AWGN这种在信号频谱上的等强度积累系统噪声。

虽然64个S-CDMA能够同时发射信号，S-CDMA的传输特点并不会产生附加的不可忍受的AWGN。

考虑64个Modem同时传输的最坏情况，使用参数如下：

Mm一传输Modem数量=64

N.—一每个样本位数=12

Fda--一采样率=120MHz

Fs--一信号符号率；

12MHz

PA"

-一全部代码激活时S-CDMA的峰值对平均值比；

13dB对比发射功率的所有Modem的组合量化为：

·

（

7+6*N-PA+10*logl0（（Fda／2）／Fs）-10*logl0（M））=·

7+6*12-13+10*logl0（120／2／

12）·

10*logl0

（64））=-

56."

3dBc

即使采用输出为

10."

5位的低性能的数模转换器（DAC），组合量化噪声也将有-

47."

3dBc。

还要注意的是，对一个仅发射2个码的Modem，发射功率比所有码全部激活时低18dB，加于这2个码的噪声功率是总噪声功率的2／128，因此量化功率与上面计算的结果是相同的（·

3dBc）。

所以，积累的cableModem输出在系统的每个点上都不是一个限制因素。

通过格子编码调制（TCM）的FEC技术，S-CDMA还提供了抵抗白噪声的一个主要的附加的优势。

TCM使用数字调制和纠错处理扩展传输星座图来在传输中引入冗余。

引入的冗余允许格子解码器纠正信号误码，根据使用的星座大小，产生

5到4dB的增益。

运营商可以利用此编码增益来增加容忍噪声的边际，或者在系统中采用更高次的调制，从而获得更多的系统容量。

例如，以QAM64调制，关闭RS的A-TDMA传输长分组时要求的SNR为

25."

7dB，而以128QAM，TCM调制，关闭RS的S-CDMA传输同样的分组所要求的SNR仅有

22."

4dB。

在CableLabs进行的先进PHY测试中，使用128QAMTCM调制的长分组传输，在AWGN噪声SNR为

5dB时，得到的丢包率为1％。

作为一个较低星座图运行的例子，QPSKTCM传输将SNR的门限降低到2dB，而相同条件下的A-TDMA为9dB。

值得注意的是，随着对AWGN的抵抗力的增强，降低的SNR门限为客户自行安装使用cableModem创造了一个有利的环境。

规范没有提供RS和TCM之间的交织。

运营商可自行选择要用的FEC系统，上面的例子中，不用贴的TCM在长分组传输中，使用128QAM产生了比不用RS的A-TDMA高的增益。

在RS的优化设置T=16的例子中，TCM并不对RS提供更多提高，运营商可以关闭TC