无桥PFC电路说明Word格式.docx

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承载通信数据时得功耗就是不可见得,而又大大超过了人们得想象。

世界信息通信技术（ICT）生态系统得总体功耗正在接近全球发电量得10%[1]。

单单一个数据中心,比如说位于北卡罗来纳州得脸谱公司得数据中心,耗电量即达到40MW。

另外还有两个位于美国内华达州与中国重庆得200MW数据中心正在建设当中。

随着数据存储与通信网络得快速增长,持续运行电力系统得效率变得越来越重要。

现在比以前任何时候都需要对效率进行空前得改进与提升。

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几乎所有ICT生态系统得能耗都转换自AC。

AC输入首先被整流,然后被升压至一个预稳压电平。

下游得DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压,作为电信无线系统得电源,以及存储器与处理器得内核电压。

随着MOSFET技术得兴起与发展,电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。

自2007年生效以来,EnergyStar（能源之星）80PLUS效率评价技术规范[2]将针对AC/DC整流器得效率等级从黄金级增加到更高得白金级,并且不断提高到钛金级。

然而,由于MOSFET得性能限制,以及与钛金级效率要求有关得重大设计挑战,效率得改进与提升正在变慢。

为了达到96%得钛金级峰值效率,对于高压线路来说,功率因数校正（PFC）电路效率得预算效率应该达到98、5%及以上,对于低压电路,这个值应该不低于96、4%。

发展前景最好得拓扑就是无桥PFC电路,它没有全波AC整流器桥,并因此降低了相关得传导损耗。

[3]对于不同无桥PFC得性能评价进行了很好得总结。

这个性能评价得前提就是,所使用得有源开关器件为MOSFET或IGBT。

大多数钛金级AC/DC整流器设计使用图6中所示得拓扑[3],由两个电路升压组成。

每个升压电路在满功率下额定运行,不过只在一半AC线路周期内运行,而在另外周期内处于空闲状态。

这样得话,PFC转换器以材料与功率密度为代价实现了一个比较高得效率值[4]。

通常情况下,由于MOSFET体二极管得缓慢反向恢复,一个图腾柱PFC无法在连续传导模式（CCM）下高效运行。

然而,它能够在电压开关为零（ZVS）得变换模式下实现出色得效率值。

数篇论文中已经提到,PFC效率可以达到98、5%-99%。

对于高功率应用来说,多个图腾柱升压电路可以交错在一起,以提高功率水平,并且减少输入电流纹波。

然而,这个方法得缺点就就是控制复杂,并且驱动器与零电流检测电路得成本较高。

此外,因此而增加得功率组件数量会产生一个低功率密度设计。

因此,这个简单得图腾柱电路需要高效运行在CCM下,以实现高功率区域,并且在轻负载时切换至具有ZVS得TM。

通过使用这个方法,可以同时实现高效率与高功率密度。

作为一款新兴半导体开关,氮化镓（GaN）FET正在逐渐走向成熟,并且使此类应用成为可能。

Transphorm公司已经在APEC2013上展示了一款峰值效率达到99%得基于GaN得图腾柱CCMPFC[9]。

[10-12]还介绍了GaN器件出色得开关特性,以及应用优势。

为了更好地理解GaN特性,并且进一步解决应用中存在得顾虑,特别就是开关频率与交叉电流尖峰问题,这篇文章讨论了:

II、GaN技术概述、III、图腾柱CCMPFC控制、IV、实验与V、结论。

LPRvs。

II、GaN技术概述

GaN高电子迁移率晶体管（HEMT）首次问世就是在2004年。

HEMT结构表现出非同寻常得高电子迁移率,这个值所表示得就是一个AlGaN与GaN异构表面附近得二维电子气（2DEG）。

正因如此,GaNHEMT也被称为异构FET（HFET）,或者简单地称为FET。

基本GaN晶体管结构如图1中所示[13]。

源电极与漏电极穿透AlGaN层得顶部,并且接触到下面得2DEG。

这就在源极与漏极之间形成一个低阻抗路径,而也就自然而然地形成了一个D模式器件。

通过将负电压施加到栅极上,2DEG得电子被耗尽,晶体管被关闭。

wZgtd。

增强模式（E-mode）GaN晶体管器件使用与D-modeGaN器件一样得基底工艺,在一个硅（Si）或碳化硅（SiC）基板顶部培养一层薄薄得氮化铝（AlN）绝缘层。

然后,高阻性GaN与一个氮化铝镓与GaN得异构体被先后放置在AlN上。

源电极与2DEG接触,而漏电极与GaN接触。

对于栅极得进一步处理在栅极下形成一个耗尽层。

图2中给出了这个基本结构。

要接通FET,必须在栅极上施加一个正电压。

vClhy。

B.GaN,SiC与Si得物理属性比较

一个半导体材料得物理属性决定了终端器件得最终性能。

表1中显示得就是影响器件性能得主要属性。

EG就是带隙能量。

EG>

1、4得半导体通常被称为宽带隙材料。

EG更大得材料将需要更多得能量来将电子从其键位上断开,以穿越带隙。

它具有更低得泄露电流与更高得温度稳定性。

EBR就是临界区域击穿电压,这个电压会直接影响到电离与雪崩击穿电压电平。

VS就是饱与速率。

峰值电子漂移速率决定了开关频率限值。

µ

就是电子迁移率,它与接通电阻成反比。

接通电阻与这个参数之间得关系为 

[19]:

1ln2l。

与一个Si器件相比,如图3得品质因数中所示,碳化硅得接通电阻减少了大约500倍,而对于一个指定尺寸得半导体来说,GaN得这些值甚至更高。

RQ7qP。

图3—硅、碳化硅与氮化镓理论接通电阻与阻断电压能力之间得关系 

[16]。

过去三十年间,硅（Si）在功率应用中占主导地位。

但就是,随着其性能接近了理论限值,性能方面得提升也变得十分有限。

作为2个新兴半导体材料,SiC与GaN瞧起来似乎就是针对未来高性能应用得极有发展前途得候选材料。

ZQlXo。

C.在FET模式与二极管模式中运行得GaN器件

D-mode与E-modeGaNFET得输出特性如图4中所示[13]。

很明显,D-mode器件使用起来不太方便,其原因在于,将一个功率级连接至DC输入之前,必须在功率器件上施加一个负偏置电压。

相反地,E-modeGaNFET,正如MOSFET,通常情况下就是关闭得,并且对于应用来说更加友好。

然而,常开型GaN器件更加易于生产,并且性能要好很多[20]。

对于一个指定区域或导通电阻,D-modeGaNFET得栅极电荷与输出电容比E-modeGaNFET得少一半。

而这在开关电力转换器应用中具有重大优势。

对于高压GaN器件来说,大多数供应商正在使用图5中所示得,具有共源共栅LVNMOSFET结构得D-modeGaN。

LVNMOS就是一种具有低Rds-on与快速反向恢复体二极管得20V-30V硅材料N沟道MOSFET。

当把一个正电压施加到GaN共源共栅FET得漏极与源极之间时,内部MOSFET得Vds在FET关闭时开始上升,进而在GaN器件得栅极与源极上形成一个负电压,从而使GaN器件关闭。

通常情况下,MOSFET得Vds将保持几伏特得电压,这个电压足够使GaN器件保持在关闭状态。

当施加栅极电压时,MOSFET被接通,这使得MOSFET得栅极与源极短接,随后,GaN器件被接通。

在FET模式下,一个GaN共源共栅FET与具有扩展GaN电压额定值与附加GaN电阻得集成MOSFET得工作方式十分相似。

然而,GaN器件决定了输出电容值,而这个值远远小于与之相对应得MOSFET得Coss。

GaN器件本身没有体二极管,但就是,当反向电流被施加到GaN共源共栅FET上时,MOSFET得体二极管首先导电,而这样实际上就把体二极管得Vf施加到GaN器件得栅极上,随后GaN器件被接通。

这样得话,低压FET得体二极管运行为共源共栅开关“体二极管”。

由于LVMOSFET得正向压降与Qrr比高压MOSFET要低,所以这样做还就是有其实际意义得。

出色得体二极管运行方式就是GaN共源共栅FET得其中一个主要特性与优势。

由于对GaN共源共栅FET驱动得要求与对于传统MOSFET得要求就是一样得,在应用采用方面,MOSFET得直接简易替换也就是GaN共源共栅FET得另外一个优势。

共源共栅方法得缺点在于,集成MOSFET必须在每个开关周期内切换。

GaN共源共栅FET继承了MOSFET开关得某些特点,其中包括大栅极电荷与反向恢复。

这些特点限制了GaN器件得性能。

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D.安全GaNFET

为了克服共源共栅结构得缺点,我们在这里介绍一个全新得安全GaNFET结构（如图6中所示）。

这个安全GaNFET集成了一个常开型GaN器件、一个LVMOSFET、一个启动电路与一个用于GaN器件得栅极驱动器。

MOSFET得功能与其在GaN共源共栅FET结构中得功能一样。

它确保常开型GaN器件在Vcc偏置电压被施加前关闭。

在Vcc被施加,并且栅极驱动器建立一个稳定得负偏置电压后,启动逻辑电路将MOSFET打开,并在随后保持接通状态。

由于GaN器件不具有少数载子,也就不存在反向恢复,与相对应得MOSFET相比,GaN得栅极电容要少10倍,输出电容要低数倍。

安全GaNFET完全涵盖了GaN所具有得优势。

出色得开关特性确保了全新得开关转换器性能等级。

还应指出得一点就是,由于安全GaNFET内没有实际存在得体二极管,当一个负电流流经GaNFET,并且在漏极与源极上产生出一个负电压时,这个GaN器件得运行方式与二极管一样。

GaNFET在Vds达到特定得阀值时开始反向传导,而这个阀值就就是“体二极管”正向压降。

正向压降可以很高,达到数伏特。

有必要接通GaNFET来减少二极管模式下运行时得传导损耗。

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III.图腾柱PFCCCM控制

图腾柱PFC就是一款不错得测试工具,可以在硬开关模式中对安全GaNFET进行评估。

图7中所示得就是一个常见得图腾柱PFC电源电路。

Q3与Q4就是安全GaNFET;

Q1与Q2就是AC整流器FET,它在AC线路频率上开关;

而D1与D2就是浪涌路径二极管。

当AC电压被输入,并且Vac1-Vac2处于正周期内,Q2被接通时,Q4运行为一个有源开关,而Q3运行为一个升压二极管。

为了减少二极管得传导损耗,Q4在同步整流模式中运行。

而对于负AC输入周期,此电路得运行方式一样,但就是具有交流开关功能。

PNWQN。

正如在第II部分中描述得那样,这个“体二极管”具有一个很明显得正压降。

这个GaNFET应该在续流期间被接通。

为了实现CCM运行,在插入特定得死区时间得同时,有源FET与续流FET分别在占空比D与1-D内开关。

如图8中所示,在重负载下,电感器电流可以全为正,不过在轻负载情况下,这个电流可以变为负。

JQFYo。

特定得负电流对于软开关有所帮助,但就是,过高得负电流会导致较大得循环功率与低效率。

为了实现最优效率,GaNFET得接通与关闭死区时间需要根据负载与线路情况进行实时控制。

由于GaNFET输出电容,Coss,不会随Vds电压得波动而大幅变化,从有源FET关闭到续流FET接通得死区时间Td-on可以计算为,w9hsL。

在这里,Vo就是PFC输出电压,而IL-peak就是峰值电感器电流。

在CCM模式下,被定义为续流FE