无源逆变的工程应用Word文档下载推荐.docx
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1.闭环前级变压器匝数比的设计
2.准开环前级变压器匝数比的设计
四．高频逆变器后级电路的设计
1.米勒电容对高压MOS管安全的影响及其解决办法
2.IR2110应用中需要注意的问题
3.正弦波逆变器LC滤波器的参数
五．逆变器的部分保护电路
1.防反接保护电路
2.电池欠压保护
3.逆变器的过流短路保护电路的设计
4.IGBT的驱动和短路保护
逆变器大多用在车载上，利用汽车上的蓄电池和发电机组成的低压直流供电系统供电。
这个系统上往往还给其他的用电器供电，所以有必要在逆变器的输入端设计一个输入电路保
证能滤除大部分来自直流供电系统的纹波和干扰，同时也滤除逆变器对直流供电系统上其他
用电器的干扰。
输入电路一般由LC构成，如上图所示：
输入电路设计中需要注意的是L要能过足够的电流不会饱和和过热。
LC的参数还要能
起到滤波效果。
在实际的电路中也往往在节省成本或要求不高时省去L.
二．辅助电源电路。
逆变器除了功率变换回路外，还包含了小信号部分的供电，例如PWM信号芯片的
12V供电，运放的单电源或双电源供电，单片机的5V或3.3V供电等。
对上述电路提
供一个稳定的纯净的电源供电在逆变器中也显得很重要。
对于12V电池供电的逆变器，一般经过一级RC滤波给PWM芯片如TL494,SG3525等
供电即可。
需要注意的是R的压降控制在0.5V-1V比较合适，因为一般PWM芯片最低工作
电压在8V左右，为了使电池在10V电压时还能工作，R上的压降不能过大。
还有PWM芯
片供电电压过低容易引起不工作或对功率MOS管驱动不足。
在要求比较高的情况下可以先把10-15V的电池电压升压到15V,再__________用L7812降压到稳定
的12V给PWM芯片供电，电路如下：
上图中BT为来自12V电池，电压变动围为10-15V.采用了MC34063单片DCDC芯
片比较简单经济地实现了上述功能。
2.24V-48V电池输入的辅助电源电路在输入24V以上的逆变器中，要是用L7812,LM317之类的线性降压会造成比较大的发
热损耗，因此本人设计了一个自激开关式降压电路，现在介绍给大家：
在这个电路中，BT输入电压围可以达到15-60V,而输出稳定在12V.Q6也可以用P
型的MOS管。
下面来讲一下这个电路的工作原理，电路起动的瞬间，电源通过R13提供Q6足够大的
基极电流，Q6饱和导通，其集电极电流一部分通过L1给C15充电供给负载，一部分储存
在L1里。
当C15两端的电压超过15V时Q7导通，Q5也导通导致Q6的基极电位上升，电
流减小，C11的上端的电位下降，由于C11两端的电压不能突变，Q5基极的电位继续迅速
下降，Q6的基极电位迅速上升直到快速关断，Q6关断后L1的储能通过续流二极管D2释
放给C15和负载，然后开始下一个周期的循环。
对于需要一路或多路隔离辅助电源供电的时候，一般采用反激式开关电源供电比较好实
现，如下图，这里就不详细介绍了。
三．高频逆变器前级电路的设计逆变器前级电路一般采用推挽结构，这里主要讲解下开环和闭环的问题。
供分析的电路
如下：
逆变器前级无论是开环还是闭环只是变压器的匝比和反馈环路的参数不同而已。
比如需
要设计一个输入12V,变化围为10.5-15V，输出电压为交流220V50Hz的高频修正方波逆变
器。
如果前级采用闭环结构，12V升压后的直流电压稳定在270V比较好，这样为了使输入
10.5V时还能输输出270V,则变压器的变比大约为（270+2VD）/（10.5-VDS）/D,其中VD为高压
整流管的压降，VDS为前级MOS管的压降，D为最大占空比。
计算出来的结果大约是28。
特别注意的是当前级工作在闭环状态时，比如输入电压比较高的话，D1,D3正端整流出来的
脉冲的峰值将超过270V,占空比小于1需要L1,C11平滑滤波，所以L1不能省略，还要足够
大，否则MOS管发热损耗很大。
具体计算可根据正激类开关电源输出滤波电感的计算，这
里就不再赘述了。
实际中的逆变器前级往往省略L1，从电路上看还是闭环稳压，电压也是通过R1进行反
馈，又是怎么回事呢？
从上面闭环稳压的计算中可以看出，为了保持输出的稳定，变压器的
变比设计的比较大。
逆变器前后级都稳压当然比较好，但也可以只是后级稳压，后级稳压在
AC220V,我们可以把前级直流高压设计在最低220V就可以了，此时占空比为50%。
如果前
级直流高压大于220V我们可以自动把占空比调小点，这样输出交流电也稳定在220V了。
用这种方式的话我们的变压器变比可以按输入10.5V时输出220V设计，计算结果变比大约
是22.这样输入10.5-15V变化时，前级高压的变动围大约是220-320V.
如果L1直接短路，R1去掉，这样就是一个纯开环的电路，只是有于变压器漏感尖峰的
存在，在逆变器空载时，前级输出的直流高压会虚高，对高压滤波电容和后级高压MOS管
的安全不利。
我们可以也接上R1做一个浅闭环反馈，限制空载高压在320V,超过320V时，
占空比会被控制到很小，这样高压滤波电容和后级高压MOS管的安全得到了保证，空载电
流也减小了。
前级这样设计的话，只要带很小的负载，前级占空比立刻拉到最大，前级直流
高压降到320V以下。
在正弦比逆变器的前级电路中也可以这样设计，对于输入12V输出220V的逆变器来说
可以把变压器的变比设计在32左右，这样前级直流高压的变化围大约在320-420V,通过改
变后级SPWM的调制度也可以保证后级输出220V电压的稳定。
四．高频逆变器后级电路的设计：
后级电路的基本功能就是把前级升压的高压直流电逆变成交流电。
从结构来说全桥结构
用得最多。
下面以单相正弦波逆变器的后级电路为例讲解下，部分电路如下图：
我记得以前很多网友提到IR2110推动全桥MOS非常不稳定，经常莫名奇妙地炸管，
往往在低压试验时好好的，母线电压一调高就炸了，这确实是个令人非常头疼的问题。
我们
先来分析一下MOS管GD结电容，也叫米勒电容对半桥上下两管开关的影响。
供分析的电
路如下：
图中C1,C2分别是Q1,Q2的GD结电容，左边上下两个波形分别是Q1,Q2的栅极驱动
波形。
我们先从t1-t2死区时刻开始分析，从图中可以看出这段时间为死区时间，也就是说
这段时间两管都不导通，半桥中点电压为母线电压的一半，也就是说C1,C2充电也是母
线电压的一半。
当驱动信号运行到t2时刻时，Q1的栅极变为高电平，Q1开始导通，半桥
中点的电位急剧上升，C2通过母线电压充电，充电电流通过驱动电阻Rg和驱动电路放电
管Q4，这个充电电流会在驱动电阻Rg和驱动电路放电管Q4上产生一个毛刺电压，请看图
中t2时刻那条红色的竖线。
如果这个毛刺电压的幅值超过了Q2的开启电压Qth，半桥的上
下两管就共通了。
有时候上下两管轻微共通并不一定会炸管，但会造成功率管发热，在母线
上用示波器观察也会看到很明显的干扰毛刺。
只有共通比较严重的时候才会炸管。
还有一个
特性就是母线电压越高毛刺电压也越高，也越会引起炸管。
大家知道了这个毛刺电压产生的原理，我想就很容易解决这个问提了，主要有三种解决
办法：
1）采用栅极有源钳位电路。
可以在MOS管的栅极直接用一个低阻的MOS管下拉，
让它在死区时导通；
2）采用RC或RCD吸收电路；
3）栅极加负压关断，这是效果最好的办法，它可以通过电平平移使毛刺电压平移到
源极电平以下，但电路比较复杂。
IR2110是IR公司早期推出的半桥驱动器，具有功耗小，电路简单，开关速度快等优点，
广泛应用于逆变器的全桥驱动中。
对于DIP16封装的IR2110在正弦波逆变器的应用中主要
要注意以下几点：
1）.13脚的逻辑地和2脚的驱动地在布线时要分开来走，逻辑地一般要接到5V滤波电
容的负端，再到高压滤波电容的负端，驱动地一般要接到12-15V驱动电源的滤波电容的负
端，再到两个低端高压MOS管中较远的那个MOS的源极。
如下图：
2）.在正弦波逆变器中因为载波的频率较高，母线电压也较高，自举二极管要使用高频
高压的二极管。
因为载波占空比接近100%，自举电容的容量要按照基波计算，一般需要取
到47-100uF，最好并一个小的高频电容。
3.正弦波逆变器LC滤波器参数的计算
要准确计算正弦波逆变器LC滤波器的参数确实是件繁琐的事，这里我介绍一套近似的
简便计算方法，在实际的检验中也证明是可行的。
我的想法是SPWM的滤波电感和正激类
的开关电源的输出滤波电感类似，只是SPWM的脉宽是变化的，滤波后的电压是正弦波不
是直流电压。
如果在半个正弦周期我们按电感纹波电流最大的一点来计算我想是可行的。
下面以输出1000W220V正弦波逆变器为例进行LC滤波器的参数的计算，先引入以下
几个物理量：
Udc:
输入逆变H桥的电压，变化围约为320V-420V;
Uo:
输出电压，0-311V变化，有效值为220V;
D:
SPWM载波的占空比，是按正弦规律不断变化的；
fsw:
SPWM的开关频率，以20kHz为例；
Io:
输出电流，电感的峰值电流约为1.4Io；
Ton：
开关管的导通时间，实际是按正弦规律不断变化的；
L:
LC滤波器所需的电感量；
R:
逆变器的负载电阻。
于是有：
L=（Udc-Uo）Ton/（1.4Io）
（1）
D=Uo/Udc
（2）
Ton=D/fsw=Uo/（Udc*fsw）（3）
Io=Uo/R（4）
综合
（1）,（3）,（4）有：
L=（Udc-Uo）*Uo/（1.4Io*Udc*fsw）=R（1-Uo/Udc）/（1.4fsw）
例如，一台输出功率1000W的逆变器，假设最小负载为满载的15%则,
R=220*220/（1000*15%）=323Ω
从L=R（1-Uo/Udc）/（1.4fsw）可以看出，Uo=Udc的瞬间L=0,不需要电感；
Uo越小需要
的L越大我们可以折中取当Uo=0.5Udc时的L=323*（1-0.5）/（1.4*20000）=5.8mH
这个值是按照输出15%Io时电感电流依然连续计算的，所以比较大，可以根据逆变器
的最小负载修正，如最小负载是半载500W，L只要1.7mH了。
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