自激式开关电源Word文档格式.docx

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它激式则以开关管作为独立开关，与脉冲变压器储能绕组串联接入供电电路，开关管则受独立的脉冲驱动器输出的调宽脉冲控制。

脉冲变压器耦合的开关电源按其向负载提供能量的方式，可分为正激式和反激式。

正激式脉冲变压器耦合的开关电源是在开关管导通时，向负载提供能量；

反激式则为电—磁—电转换方式，通过脉冲变压器的能量存储，在开关管截止期间向负载提供能量。

2.5.1自激式隔离开关电源的基本电路

自激式隔离开关电源的原理电路见图2-10，其主要功能部分包括：

开关管VT和TC组成的自激振荡电路，脉冲宽度调制的控制系统，取样系统，次级的脉冲整流滤波电路等。

自激式隔离开关电源的基本电路如图2-11所示。

由开关管VT304和脉冲变压器TC301构成的间歇振荡器组成变换器电路。

将C308两端输入的直流电变换成矩形波，力口在tc301

的初级。

接通电源后，输入电压通过R302给VT304基极施加不足1mA的启动偏置，VT304集电极电流由零开始上升。

集电极电流的增长，使T301正反馈绕组⑨端产生上升的感应

脉冲，加到VT304基极，形成正反馈，使VT304导通电流进一步增大。

在此过程中，C313

充电，随着充电电流逐渐减小，Ib随之减小，VT304进入Ibf<

lc的相对饱和状态，迫使集电极电流回落，造成TC301正反馈绕组⑨端形成脉冲反向，VT304因正反馈作用迅速截止。

在此期间，C313通过V308快速放电，以准备进入下一个振荡周期。

在振荡过程中，R314不仅限制C313在正反馈脉冲前沿的充电电流，同时还和C313共同设定振荡电路的基本脉冲宽度。

图2-10自激式隔离开关电源原理电路

脉宽

调制

TC

自激开关

取样

*VT

次级地

初级地

图2-11自激式隔离开关电源的基本电路

在振荡过程中，当VT304集电极电流减小，趋向快速截止时，TC301的正反馈绕组⑨

端为负向脉冲，⑧端为正向脉冲，通过二极管V307向C314充电，其极性为左正右负。

该反偏电压通过VT303的C-E极施加于VT304的B-E极上。

当VT304下一个导通周期开始时，通过改变VT303的集电极电流，可控制VT304的截止时间。

如果VT303集电极电流较大,C314放电电流也较大，则该放电电流形成VT304的反向偏置，使VT304提前截止。

所以,C314和VT303构成对VT304导通脉冲宽度的控制。

在上述振荡过程中，当VT304截止时，TC301的感应脉冲和供电电压串联加在VT304集电极，输入电压为300V直流时，其幅度约为520V。

根据图示TC301各绕组相位关系可以看出，TC301初级绕组①端和次级绕组④端同相位，即VT304截止时，V320导通，将次级绕组⑤-④的感应脉冲整流，向负载供电。

因此可以确认此变换器部分属反激式电路。

在图2-11中，C313充电时间设定了VT304导通的最大脉冲宽度。

实际在开关电源中，所谓开关管的饱和并非指手册上规定的其最大集电极饱和电流，而是电容充电时间临近结束时，使加到开关管基极正反馈电流减小，开关管达到Ib•卩＜勺状态。

也就是说，

这种饱和是Ib值所限制下的饱和，使开关管lc减小，通过正反馈转入截止状态。

在该电路中，C313、R314的值限制了VT304导通时间的最大集电极电流，使其不超过规定值。

在此最大值限定下，开关管有一对应最大导通脉宽，在此脉宽之内受控于C314、VT303

脉宽调制器，以改变输出电压。

该正反馈电路加入V308，加快了C313的放电速度，脉冲

调宽电路使VT304提前截止。

C313的快速放电，导致下一个导通周期也提前，致使脉宽变化的同时频率也在改变，这是此类开关电源的特点之一。

电路中T301绕组⑨-⑩为专设的取样绕组。

当VT304截止时，磁场储能释放为感应电压，使V306导通，整流电压经C312滤波形成取样电压。

R304、R305和R301组成取样分压器，同时也构成C312的放电电阻。

VT301为误差检出放大器。

分压后，取样电压加到VT301基极，其发射极由稳压管VS305提供基准电压。

当开关电源输出电压升高时，VT301集电极

电流增大使电压下降，VT302的基极电压也下降。

与此同时，VT302集电极电流增大，R310的压降使VT303集电极电流也增大，C314放电电流也随之增大，VT304提前截止，使输出电压稳定。

该开关电源未采用特定的输出过压及过流保护电路，仅在电路中采取了过压、过

电流的控制电路。

输入电压的负极，经输入电流取样电阻R313接入开关变换电路。

当负

载电流增大或开关管意外出现导通脉宽增大时，输入电流会增大，使R313压降增大，形

成负极性的脉冲，经R312、C310加到脉宽调制放大器VT302的基极，使VT302、VT301集电极电流瞬时增大，使VT304瞬间截止，降低开关电路的电流和输出电压。

但此功能只是瞬态电流冲击的限制，对持续的过流无效。

为了防止取样、误差放大器开路性损坏造成的开关电源失控而形成过压输出，电路中专门设置了稳压管V309。

开关电源工作中V301触点开路或VT301失效、开路，必然引起VT302、VT303截止，脉宽调制器开路失效，VT304将处于C313、只314设定最大脉宽的振荡状态，输出电压将大幅升高，致使VT304热击穿。

加入V309后，可在上述情况下将VT302基极电压钳位于其稳压值，使VT302、VT303有一定导通电流，限制VT304最大脉宽，输出电压的超压程度可以被限制在40％左右,不致造成开关电源大面积损坏。

2.5.2自激式隔离开关电源稳压性能的改善自激式隔离开关电源由于自激式的固有特点，改进稳压性能成为主要工作。

改进首先从稳压器正反馈量入手，试图在输入电压或负载电流变化时，将开关管正反馈量限制在一定范围内，使低输入电压大负载电流时，有正常的正反馈量；

当输入电压升高或负载电流减小时，抑制正反馈量的升高，达到扩大稳压性能的目的。

最具代表性的电路是正反馈脉冲钳位电路，这种电路不仅可抑制Uin对驱动电流的

影响，对负载变动也有补偿作用。

其局部电路见图2-12。

其电路原理是：

当Uin在下限

范围内时，调节R2的阻值，可得到理想的Ib,使VT工作于正常的开关状态。

随着Uin的上升，绕组Nb的感应电势也呈比例上升，开关管VT的Ib增大。

当Uin升到一定程度时，绕组Nb感应脉冲经二极管V整流后，使稳压管VS反向击穿，将正反馈脉冲的峰值钳位于0.6V+Uvs。

从此点开始，VT的驱动电流在一定范围内保持不变，从而避免了Uin的升高使VT过饱和。

由于此类电路受稳压管最大电流的限制，稳压范围有限，可控制的Ib范围较小，因此只适合在30W以下的小功率开关电源中应用。

图2-12正反馈脉冲钳位电路局部图

OT「

T1

上述电路经改进后，成为恒流驱动电路。

其正反馈部分局部图见图2-13。

电路中设有两路正反馈支路，第一路是由Ri、Ci组成的普通RC正反馈电路，其中Ri取值较大，Ci取值较小。

此正反馈支路作为开关电源输入电压为额定值以上时的正反馈量设定，使输入电压上限时，正反馈量增大也不会使开关管进入饱和状态。

第二路正反馈支路，是由二极管V和VT2、VS组成的线性稳压器，构成恒流源。

当输入电压低到使Nb感应脉冲峰值小于VS稳压值时，VS截止，VT2等效于阻值为R2/（1+0的电阻,与V构成辅助正反馈电路。

在低电压下，两路正反馈支路为VT1提供足够的正反馈量，维持开关电源正常工作。

当输入电压升高时，VS产生齐纳击穿，将VT2输出电流稳定于此点上，即使输入电压持续上升，此路的正反馈电流也维持不变。

恒流驱动电路通过线性稳压方式来稳定开关管基极与发射极的驱动电流，它是目前自激式隔离开关电源普遍米用的电路。

图2-13恒流驱动电路正反馈部分局部图

li'

C

2・5・3双路PWM控制系统

为了提高稳压效果，自激式开关电源中又出现了双路或多路PWM控制系统。

双路

脉宽调制的控制思路是，为了扩大脉宽调制器的控制能力，米用两只脉宽控制管和两路独立的控制电路。

因为两路PWM电路同时出现故障的机会极小，所以不仅提高了控制能力，可靠性也大为提高。

图2-14为双路PWM电路的基本电路。

其工作原理是：

电路接通电源后，Ri向开关

管VTi提供启动偏置，脉冲变压器TC绕组⑥-⑤输出脉冲，经Ci、R2,向VTi提供正反馈电流，使VTi完成振荡和开关过程。

VT2和VT4组成主PWM系统，TC的绕组⑤-⑥构成专用于取样的副绕组，其输出脉冲经V2整流，C3滤波，得到正比于VTi导通脉宽的整流电压。

VT4为误差检出及放大器，其基极由电阻R5、R7分压得到取样电压，其发射极由R9提供电压，经VS稳定后作为取样电路基准电压。

由VTi的B-E极检出的误差电压，经VT4放大后，形成与误差电压成正比的集电极电流。

当VTi导通时间过长、Us升高

或负载电流减小时，C3上电压将升高，使VT4集电极电流增大。

由于VT4的集电极电流构成VT2的偏置电流，因此VT2的集电极电流也随之增大，使VTi基极电流分流增大，Ib减小，VTi提前进入Ib-P<

Ic的状态，1b失去对lc的控制能力，lc立即下降，V「提前截止，存储于T绕组①-③的磁能减小，输出电压下降。

此部分电路当Uin变化范围不大时，可以维持输出电压的稳定。

图2-i4双路PWM电路的基本电路

在双路PWM控制系统中，为了使开关电源的稳压范围向输入电压下限和负载电流的上限扩展，电路中TC取样绕组④-⑤与初级绕组①-③选取较大的匝数比，目的是使开关电源的自激振荡电路在输入电压下限和负载电流上限能正常工作。

设置如此大的正反馈量，当输入电压升高或负载电流减小时，PWM系统势必要对正反馈电流有较大的

分流能力。

若单纯靠VT2的分流，VT2需要有极大的动态范围，如果VT2动态范围不足，必然进入其截止区或饱和区。

VT2脱离线性区的结果是，开关电源失控。

为了减轻VT2的电流，电路中加入第二组PWM控制管VTi和恒流驱动控制管VT3。

该恒流驱动电路与前述不同，为电容钳位电路，TC正反馈绕组④-⑤输出脉冲，经Vi整

流，在R5两端形成上负下正的整流电压。

由TC各绕组相位关系不难看出，只有开关管VTi进入截止期时，TC的绕组④才为负脉冲。