直流变换器并联运行时环流和振荡控制Word文件下载.docx
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并联系统产生环流的分析
图1为两个采用自驱动同步整流的正激DC/DC电源模块的并联系统原理图。
图1
两个正激电源模块并联系统
图1模块1中，S1是同步整流管，S2是续流管，L1是滤波电感，C2是滤波电容，R是并联系统的负载。
S3是MOSFET开关，控制变压器原边线圈的导通。
C1和D4构成变压器原边线圈的续流回路。
由于S1代替了原来的二极管，使得原本只能单向导通的支路，允许反向电流通过。
在并联系统中，当两个模块之间存在差异时，输出电压会有差值，这是导致整流回路出现环流的主要原因。
两个模块的输入电压相同，控制方式都相同，当其中一个模块的参考电压较高时，这里假设模块2的参考电压较高，就会导致S7的导通角要大于S3，使模块2的输出电压较高。
这时，从输出端看，可以将两个模块分别等效为理想电压源与电阻串联的结构。
如图2所示。
图2
并联等效电路
从图2可以很明显地看出，当Vout2>
Vout1时，极有可能构成回路，产生环流。
2
产生自激振荡时的理论分析[1]
由于环流现象的存在，使得如图1所示的并联运行的电源系统会产生自激振荡现象。
根据开关状态不同，可以分为4个时段。
1）状态1
S3关断，S1关断，S2导通
此时模块1的等效电路如图3所示。
图中Lm是变压器的励磁电感，Cp是变压器原边等效到副边的电容值，S1，S2和S3关断时分别等效成电容CS1，CS2和CS3，V2是输出电压。
Cp=n2CS3
（1）
式中：
n为变压器变比。
图3
等效电路1
此时vS2=0，加在S1两端的电压为
vS1=－Lm
（2）
iLm=（n2CS3＋CS1）（3）
－L1=V2（4）
由于S1由导通到关断，vS1的初值为零，可以得到
vS1（t）=iLm0Lmβsin（βt）（5）
iLm（t）=－vS1dt＋iLm0（6）
iL1（t）=－t＋iL10（7）
iL10和iLm0为iL1和iLm的初始值。
β=（8）
当vS1减小到零时，进入状态2。
2）状态2
S3关断，S1导通，S2关断
此时的等效电路图如图4所示。
图4
等效电路2
此时有vS1=0。
且
vS2=Lm（9）
iLm=－iL1－（n2CS3＋CS2）（10）
vS2－L1=V2（11）
由于vS2的初始值为零，可以得到
vS2（t）=（12）
iLm（t）=－vS2dt＋iLm0（13）
iL1（t）=vS2dt－t＋iL10（14）
A2=（15）
α=（16）
θ2=arctan（17）
其中：
iLm0和iL10为iL1和iLm在第二阶段的初始值；
Ts为单位时间。
3）状态3
S3导通，S1导通，S2关断
此时的等效电路图如图5所示。
图5
等效电路3
V1/n是变压器副边绕组的电压，此时iL1和iLm都线性增长。
iL1（t）=t＋iL10（18）
iLm（t）=t＋iLm0（19）
4）状态4
此时的等效电路图和状态2是相同的，所有量的时间函数表达式也都相同，只是初始值不同。
3
仿真和实验结果
为了验证上述环流和振荡现象的分析结果，用Pspice对图1所示的两个自驱动的电源模块系统进行了仿真，并制作了实验模块。
仿真和实验系统的主要参数为：
输入电压60V，输出电压5V，开关频率为200kHz。
并使模块2单独运行时的输出电压略高于模块1的输出电压。
图6和图7分别为仿真结果和实验结果。
其中V1为模块1中整流管S1源—漏极之间的电压；
V3为开关管S3源—漏极之间的电压。
图6
仿真波形
图7
实验波形
仿真结果和实验结果表明，由于环流的存在，使得在并联系统中出现了自激振荡现象。
4
解决环流及振荡问题的几种措施
并联运行的电源模块出现环流和振荡后，会影响系统的正常工作。
必须采取适当的措施避免环流和振荡现象的产生。
可以采取如下措施。
4.1
电阻器法
在产生环流的回路中加入电阻器，这相当于增加了整个环流回路的电阻，可以减小环流。
但是，所加入的电阻器在开关电源的输出回路中，必然减小输出电压和电流。
只有在对开关电源的输出要求不高时，可以使用本方法。
4.2
采用检测的手段加以控制消除
在各个开关电源模块中加入电流检测器，当某一模块的电流发生非正常变化时，将检测到的信号送到控制器，控制器通过控制电路使该模块恢复正常工作，防止环流现象的发生。
这种方法可以与均流控制相结合，在防止环流产生的同时，使电流在各个模块之间均匀分配。
4.3
改变整流MOSFET的驱动
4.3.1
改进自驱动[5]
图8所示为一自驱动同步整流模块。
图8
自驱动的电源模块
电路在多模块并联运行时，当某一模块因某种原因停止输出电压时，由于其它模块仍在工作，且该模块输出端与其它模块相联，故输出电压Vout仍然存在。
这时虽然该模块不工作，但是由于结构上的原因，S1和S2的源极与漏极的电压为Vds=Vout，栅极与漏极的电压为Vgs=Vout，因此S1和S2都导通，从而将Vout短路，势必导致环流。
改进后的自驱动模块如图9所示。
图9
改进自驱动的电源模块
S5和S6是P沟道MOSFET。
当模块正常工作时，S5和S6只起驱动电压缓冲作用，不影响S1和S2的驱动电压波形。
当模块不工作时，虽然Vout仍然存在，但由于S5和S6的阻断，电压Vout不能加到S1和S2的栅极上，而且由于电阻R5和R6，静电不会在栅极上积累，此时S1和S2的管脚电压为Vds=Vout及Vgs=0。
因此，S1和S2都不会导通。
这样便有效地改进了自驱动结构。
4.3.2
将自驱动改为他驱动
整流MOSFET的驱动不用自驱动，而用他驱动。
将前面的单整流MOSFET结构按此方法修改后如图10所示。
整流MOSFETS1的栅极接到PWM控制电路上，改变了原来的十字交叉（Cross-coupled）结构，避免了环流和振荡的产生。
图10
他驱动方案1
将有两个整流MOSFET的自驱动结构改为他驱动后如图11所示。
整流MOSFETS1和S2的驱动信号由PWM控制电路提供，同样改变了原来的十字交叉结构，有效地避免了环流和振荡的产生。
图11
他驱动方案2
5
结语
在分析了直流变换器并联系统产生环流和振荡原因的基础上，提出了几种有效解决问题的方法。
功率MOSFET并联均流问题研究
引言
随着电力电子技术的迅速发展，功率MOSFET以其高频性能好、开关损耗小、输入阻抗高、驱动功率小、驱动电路简单等优点在高频感应加热电源中得到了广泛的应用。
但是，功率MOSFET容量的有限也成了亟待解决的问题。
从理论上讲，功率MOSFET的扩容可以通过串联和并联两种方法来实现，实际使用中考虑到其导通电阻RDS（on）具有正温度系数的特点，多采用多管并联来增加其功率传导能力。
1影响功率MOSFET并联均流的因素
在功率MOSFET多管并联时，器件内部参数的微小差异就会引起并联各支路电流的不平衡而导致单管过流损坏，严重情况下会破坏整个逆变装置。
影响并联均流的因素包括内部参数和外围线路参数。
1.1内部参数对并联均流的影响
影响功率MOSFET并联均流的内部参数主要有阈值电压VTH、导通电阻RDS（on）、极间电容、跨导gm等。
内部参数差异会引起动态和静态不均流。
因此，要尽量选取同型号、同批次并且内部参数分散性较小的MOSFET加以并联。
1.2外围线路参数对并联特性的影响
MOSFET并联应用时，除内部参数外，电路布局也是一个关键性的问题。
在频率高达MHz级情况下，线路杂散电感的影响不容忽视，引线所处电路位置的不同以及长度的很小变化都会影响并联开关器件的性能。
影响功率MOSFET并联均流的外电路[2]参数主要包括：
栅极去耦电阻Rg、栅极引线电感Lg、源极引线电感Ls、漏极引线电感Ld等。
在多管并联时一定要尽量使并联各支路的Rg及对应的各引线长度相同。
2Q值对并联均流的影响
在此引入Q轨迹[3]把器件内部参数同其外围线路联系起来，分析线路中各种寄生因素对并联均流的影响。
当N个功率MOSFET并联工作时，假设各支路的Rg完全相同，栅漏源极连线长度也各自相同。
定义Q值如式
（1）。
Q=IGLx
（1）
IG为工作区内的平均栅极电流；
Lx=Lss1＋Lss2＋Ld/N其中Lss1及Lss2为外围线路电感。
2.1Q值对器件工作状态的影响
不同Q值下IRF150开通和关断时漏电流iD和漏源电压vDS曲线如图1中实线所示。
而在Q=Q2，Ls/Lx不同时，器件开关时iD与vDS波形如图1中虚线所示。
从图1中实线可以看出，Q值越大，换向时间越短，开通损耗越低但关断损耗增大；
从图1中虚线可以看出在线路中引入源极电感，器件的开关轨迹发生很大变化，开通损耗增加而关断损耗减小。
在高频情况下，器件的开关时间和开关损耗对整个系统效率的提高至关重要。
从上面的分析可知器件理想的工作条件应该是在相对较高的Q值下。
以下基于不同Q值，通过仿真软件PSPICE分析外围线路中各种寄生参数对并联均流的影响。
2.2Q值对双管并联均流影响的仿真分析
图2
双管并联电路如图2所示。
选用APT公司生产的APT6013LLL做为开关器件,其最高耐压为600V，最大连续漏电流为43A，输入电容Ciss=5696pF，td（on）=11ns，tr=14ns，td（off）=27ns，tf=8ns，阈值电压平均值为4V；
驱动信号vgs是幅值为15V频率为1MHz，占空比为50％的方波信号；
外接直流电源VDD=100V；
负载R为2Ω的无感电阻；
D为续流二极管；
Lg1=Lg2=
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