同步整流技术总结讲解学习文档格式.docx
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Vcu
Vf）
0.1Vout
—原边和控制电路损耗
—印制板的线路损耗
Vf
—整流管导通压降损耗
我们假设采用
0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为
0.1V，则1.8V
的模
块最大的估算效率为
72%。
这意味着28%的能量被模块内部损耗了。
其中由于二极管导
通压降造成的损耗占了约
15%。
随着半导体工艺的发展，低压功率
MOS管的的有着越
来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在
IR公司最新的技术可以制作
30V/2.5m
Ω的MOS管，在电流为
15A时，导通压降为
0.0375，比采用肖特基二极管低了一个数
量级。
所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。
在中大功率低压
输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率
MOSFET替代肖特基二极管的方案
得到了广泛的认同。
今天，采用同步整流技术的
ON-BOARD模块已经广泛应用于通讯
的所有领域。
2同步整流电路的工作原理
VIN+
L1
VOUT+
VT2
VD2
T1
C1
VT1
VT3
VD3
C2
DRV
VIN-
VOUT-
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图1采用同步整流的正激电路示意图
（无复位绕组）
同步整流电路与普通整流电路的区别在于它采用了
MOS管代替二极管，而MOS管
是它驱的开关器件，必须采用一定的方式控制
MOS管的开关。
同步整流电路中功率
MOS
管的驱动方式主要有两种：
自驱动和它驱动。
它驱动的方式与普通
MOS管的驱动方式
相同，通过控制电路控制整流和续流
MOS管的栅源电压实现同步开关的目的。
而自驱
动一般应用于隔离式的变换器中，下面举个个例子说明上图是同步整流电路在正激电路
中应用的实例，从图中可以看出，整流管
VT3和续流管VT2
的驱动电压从变压器的副
边绕组取出，加在MOS管的栅G和漏D之间，如果在独立的电路中
MOS管这样应用
不能完全开通，损耗很大，但用在同步整流时是可行的简化方案。
由于这两个管子开关
状态互琐，一个管子开，另一个管子关，所以我们只简要分析电感电流连续时的开通情
况，我们知道MOS管具有体内寄生的反并联二极管，这样电感电流连续应用时，
管在真正开通之前并联的二极管已经开通，
把源S和漏D相对栅的电平保持一致，
加在
GD之间的电压等同于加在
GS之间的电压，这样变压器副边绕组同铭端为正时，
整流管
VT3的栅漏电压为正，整流管零压开通，当变压器副边绕组为负时，续流管
VT2开通，
滤波电感续流。
3同步整流电路的应用设计注意事项
同步整流电路的概念由来已久，不过在产品中大量应用只是最近几年的事。
这一方
面是因为半导体技术的发展，另一方面在隔离式变换器中采用同步整流也存在一定的问
题。
下面以图1为例进行详细的说明
3.1轻载效率低和同步整流管电压尖峰。
由于功率MOS管开通后为双向导电器件，输出滤波电感的电流不可能不连续，当轻
载或空载时，输出滤波电感的电流下降到0后会继续反方向增加，直到整流二极管开通。
这样虽然空载稳定性很容易保证，但这时造成续流管和滤波电感的一个环流，形成滤波
电感的铁损和铜损以及续流管和输出线路阻抗损耗比采用肖特基二极管的模块电源效率低。
这种状况下，由于滤波电感的反向电流，续流管的并联体二极管反向，如果续流管的关断和整流管的开通之间的死区时间较长，续流管关断后，整流管没有开通，由于输出滤波电感的电流突变，就会造成续流管漏源和整流管栅源电压尖峰，损坏同步整流电路。
在一般的MOS管中，由于栅源电压比漏源电压低很多，这样整流管损坏的概率比续流管大。
所以在同步整流电路的设计中，一般输出滤波电感的电感量在设计允许的条件下尽量大，这样电感电流的上升和下降缓慢，可以大大降低电感电流的最大值，减小模块的空载损耗。
但这种设计又会造成模块电源的输出动态响应太慢，所以还有一种解决
方式是通过滤波电感电流检测控制整流和续流二极管开关条件，不允许电流反向。
这种
设计已经有产品应用。
3.2驱动不足和驱动过压
在图1所示的同步整流电路中，如果变压器副边电压在主功率管开通之间已经复位
到零，会造成续流管驱动电压提前为零，输出滤波电感通过并联的体二极管续流，增加
模块的损耗。
另外最大和最小占空比的选择很关键，如果占空比选择不合适，在输入电
压变化时也有可能造成整流管或续流管驱动电压不足或过压，前者会造成模块的效率低
下，后者会造成模块电源的失效。
所以设计时一定要仔细计算模块电源变压器的驱动电
压大小，限制控制芯片的最大驱动脉宽，必要时输入采用过压和欠压保护电路，确保不
发生驱动过压和欠压，同时要选用合适的电路拓扑，尽量减小开关尖峰对驱动电压的影
响。
如果设计指标不能满足，可采用附加的驱动电路或采用独立的驱动绕组。
论文中也
有人在二次电源中采用两级变换来保证同步整流电压的恒定，前一级变换采用BUCK电路
进行预稳压后进行隔离降压变换。
这样后一级变换的占空比固定为50%左右，增加了同
步整流电路的可靠性。
3.3不能直接并联
当采用图1所示的同步整流电路的模块直接把输出端接在一起进行并联时，相当于
在模块的输出端并联了一个电压源，这样通过边压器副边绕组可以把驱动电压直接加到
续流二极管的GS之间，会造成续流管的损坏和另一模块输出电压的短路。
当然可以采用
独立的驱动绕组解决这个问题，但这又增加了变压器设计难度，降低了变压器磁芯利用
率。
同时双同步整流模块直接并联也会造成模块之间的环流，增加模块的损耗。
4同步整流电路的选择依据
虽然同步整流电路可以提高模块电源的效率，但同步整流电路的应用面还是比较窄的。
采用同步整流电路的一个主要目的是提高模块的效率，当模块的效率低于采用肖特基二极管时，采用同住整流电路也就失去了意义。
下面介绍同步整流电路的选择依据。
从上面的介绍我们可以看出，同步整流电路的应用只限于低压大功率输出的模块，
目前主要的应用为输出电压小于等于5V的模块。
原因除了轻载效率低以外，还有比较重
要的一点在于功率半导体器件发展的滞后。
在高压输出的应用中，仅通态压降一项指标
就很难选择在额定输出电流下低于快恢复或超快恢复二极管正向压降的整流MOS管。
另
外在低压应用时，采用同步整流电路的应用面也有一定的局限,下面具体介绍。
首先我们考察一下用户希望的模块性能。
近几年的便携式设备包括电子笔记本，计
算器，远程控制器，传呼机，手提电话等，电压为1.1-1.8V，其特点是负载变化大，多
数情况下工作低于备用模式，长期轻载运行。
要求DC-DC变换器具有如下特征：
a）负载
变化的整个范围内效率高。
b）输出电压低（CMOS电路的损耗与电压的平方成正比，供电
电压低，则电路损耗小）。
c）功率密度高。
为了迎合这这种发展，一种比较简洁的解决方
案是提高模块的开关频率，但在频率提高以后，同步整流电路的优点逐渐减弱。
从上面
的介绍我们可以看出，同步整流电路通过一定的处理虽然可以满足a），但频率增加以后，
MOS管整流河肖特基二极管整流的损耗发生了很大变化。
图2和图3是一些学者做出的
同步整流电路和一般肖特基二极管整流电路效率对比曲线的仿真结果。
试验条件：
输入电压Vin=5V
输出电压Vout=2.0V
BUCK开关管为P沟道MOSFET，Rdson=29mΩ，Qs=22.5nC，Vgs=5V，开关时间tr=20ns，tf=30ns
采用的肖特基二极管的参数Vf=0.3V@3ApkTj=75oC，If（AV）max=3A
同步整流电路中的续流管为N沟道MOSFET，Rdson=18mΩ，Qs=22.5nC，开关时
间tr=15ns，tf=30ns
同步整流电路两路驱动的死区时间为
60ns
纹波电流和平均电流之间的比值为50%-60%。
电路拓扑：
Q1
L
D1
+
CRL
_
VIN
Q2
C
RL
94
92
90
]
88
86
%
[
84
率
效
82
80
78
76
74
72
12
34
56
789
3456789
2
.........
1..
.......
00
000
11
1111111
ηr（i，10，2）
ηs（i，10，2）
ηr（i，6，2）
ηs（i，6，2）
fs[MHz]
图2同步整流电路和采用肖特基二极管电路效率随频率的变化曲线
图2中，ηs（i，10，2）s代表同步整流电路，i表示开关频率，10表示输出电流，
第三项表示主开关和同步整流开管并联的MOS管数量。
从上表可以看出，采用同步整
流电路在电流大于10A，开关频率大于700KHZ以后于普通的肖特基尔基二极管整流电
路相比效率要低。
在开关频率低于800KHZ的场合，采用同步整流电路具有更好的表现。
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