怎样以万用表鉴别高频二极管Word文档下载推荐.doc
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一是耗尽区。
正偏时外电场削弱了内电场,载流子被拉入耗尽区,中和了部分正负离子,耗尽区变薄,存储的空间电荷减少;
反偏时外电场增强了内电场,载流子被推离耗尽区,分离出一些正负离子,耗尽区变厚,存储的空间电荷增多。
空间电荷随偏置电压变化,这种效应相当于电容器,称为“势垒电容”,用Ct表示。
二是扩散区。
当二极管有正向电流流动时,P区的多子空穴会穿过耗尽区,进入并积累在N区形成少子,这些空穴经过一定的寿命时间后都将与N区的电子复合而消失,不停地扩散不停地复合,设某个瞬间积累在N区的空穴电量为Qp;
同样,N区的多子电子也会穿过耗尽区,进入并积累在P区形成少子,这些电子经过一定的寿命时间后都将与P区的空穴复合而消失,不停地扩散不停地复合,设同一瞬间积累在P区的电子电量为Qn。
Qp与Qn的总量称为“存储电荷”。
稳态时二极管的正偏电压越高,正向电流越大,“存储电荷”越多;
零偏时规定“存储电荷”是0。
“存储电荷”随偏置电压变化,这种效应也相当于电容器,称为“扩散电容”,用Cd表示。
注意:
很多教材中认为反偏时不存在“扩散电容”,这是极其错误的。
实际上反偏时P区、N区彼此扩散到对方的少子比零偏时更少,于是可以认为反偏时的“存储电荷”是“负数”,比0还小。
换句话说,反偏时“扩散电容”被反向充上了电。
事实上在稳态下,正偏时的正向电流=正向“存储电荷”/寿命时间,类似的也应该有:
反偏时的反向漏电流=反向“存储电荷”/寿命时间。
再退一步讲,即使“扩散电容”上的电荷没有变化,也不能认为电容不存在,最起码电容的极板还在,介质还在。
正因为二极管有电容特性,其等效电路如图1所示。
图中D为理想二极管;
Rd为PN结电阻,即耗尽区的电阻;
Rs为PN结以外的体电阻,即扩散区的电阻。
必须注意:
Ct、Cd、Rd、Rs都不是常量,而与二极管的工作状态(如电压极性、电压高低、电流大小、温度高低等)有关,从深截止一直到深导通,Ct、Cd越来越大,Rd、Rs却越来越小。
二极管导通时,“扩散电容”起主要作用,“势垒电容”远小于“扩散电容”,可忽略不计;
截止时刚好相反。
下面的分析只考虑起主要作用的电容,多指“扩散电容”。
2.二极管的开关特性:
由于“势垒电容”和“扩散电容”的存在,二极管的状态不能突变,而需要一个充放电过程。
二极管在偏置电压突变时的瞬态特性,就和这个过程有关。
当二极管由截止向导通过渡时,首先要给“扩散电容”充电。
在电容两端的电压尚未使理想二极管D导通时,会出现两种极端情况。
一是充电电流很小时,实际二极管AB两端电压是由零缓慢升至D的导通电压(锗管约0.3V,硅管约0.6V)。
二是充电电流很大时,实际二极管AB两端电压先阶跃升至5~20V的高压,再缓慢降至D的导通电压,于是这一期间的热耗散很大,之所以瞬间电压这样高?
主要原因是D未导通时,扩散区的“存储电荷”极少,导致体电阻Rs极大。
以上是正向恢复特性,彩电的整流管因电流输出较大,多出现第二种极端情况。
二极管的电容越小,正向恢复时间(tfr)越短,即“开”的速度越快,正向恢复损耗也就越小。
当二极管由导通向截止过渡时,首先要对“扩散电容”放电。
放电瞬间要通过相当大的反向电流,在这期间因反偏电压最终升至极高,故热耗散极大,只有在“扩散电容”上的“存储电荷”泄放到0时,二极管才真正截止,反向电流才降至微小的漏电流。
放电时的反向电流破坏了二极管的单向导电性,作为彩电的整流管,会反向抽走滤波电容上储存的电荷,严重降低了开关电源的效率,相当于几倍的损耗。
以上是反向恢复特性。
二极管的电容越小,反向恢复时间(trr)越短,即“关”的速度越快,反向恢复损耗也就越小。
应用于高频电路,若恢复时间过长,接近一个工作周期,必将导致二极管不能彻底导通或截止,而甚至等效为一个电容。
彩电的开关电源和行扫描频率较高,所以其整流管和行阻尼管必须选用电容小的二极管,即高频二极管,反向恢复时间不得大于1μS,优质二极管可降到几百甚至几十nS。
二、业余鉴别方法
不管用什么先进仪器,在低频、微电流的静态条件下,是无法测量二极管的高频性能的,因此只有将管子置于其实际的或类似的动态条件下,才能使高频性能显露出来,从而保证测量的准确有效,同时又必须注意安全,避免殃及其它电路。
二极管的正向电流参数越大,管芯的横截面积越大,即电容的极板面积越大,而电容量跟极板面积成正比,因此鉴别高频性能时,应选择正向电流相等或相近的管子作为参照。
例如要鉴别一个1.5A的主电压整流管,可选用正品RGP15K作高频参照,确有必要时再选用正品1N4007作低频参照。
参照管
测量结果
待测管
正品RGP15K
正品1N4007
优良高频管
两管电压均低于110V,电压较高的性能较好
参照管两端电压几乎为0,待测管两端电压为110V
残次高频管
参照管两端电压为110V,待测管两端电压几乎为0
假冒高频管
参照管两端电压低于或等于110V,待测管两端电压低于110V。
此项测量不宜长时间进行,以防烧管
表1模拟表选用MF368,数字表也可测量
如要更换21寸彩电的主电压(假设为110V)整流管,可将待测管与参照管串联于需要更换的电路中,用指针万用表测量各管两端的电压即可鉴别。
直流挡须用红笔接二极管负极,黑笔接二极管正极,测量结果见表1。
交流挡正测与直流挡的接法相同,测量值大于直流挡的2倍;
反测与直流挡的接法相反,测量值很小甚至为0。
交流挡可作为辅助测量。
若一时找不到合适的高频参照管,可以用原机上的其它电流相近的整流管代替,和待测管串联于该整流管电路中鉴别。
三、鉴别方法的可行性分析
先观察高频参照管与假冒高频管的电压波形图2,可以很清楚地看出,假冒高频管始终没能转入截止。
这是为什么呢?
在正向恢复期间,高频管的热耗散可以忽略,认为其电容是0,简易等效电路如图3。
低频管要给“扩散电容”充电,因电容太大,始终未能充满“存储电荷”,导致体电阻Rs降不到最小,平均压降竟接近1V;
高频管平均压降仅0.5V。
在反向恢复期间,两管都要对“扩散电容”放电,简易等效电路如图4。
当高频管的小电容放电完毕后,已经转为截止状态,而此时低频管的大电容上的电荷还未放尽,即“扩散电容”上还有大多数的“存储电荷”,导致低频管上的电压极性仍保持正极较高,对负极仍有0.6V的电压。
这就是假冒高频管始终不能转入截止的原因。
截止后的高频管反向漏电阻近似无穷大,未截止的低频管反向电阻相比之下非常小,由串联分压定理得知,—280V的反压当然会几乎全部加在高频管两端,实际上是“势垒电容”充上了280V的高压。
从波形图2可以很清楚地看出,假冒高频管正极电压始终高于负极,因此万用表直流挡的测量值应是—0.8V,而不是严格的0V。
至于高频参照管的直流挡测量值为何是110V也不难理解,因假冒高频管始终导通,其电阻忽略不计,于是可将图3和图4电路变换为图5。
开关变压器绕组做直流分析时是短路的,高频参照管与负载“直流并联”,其直流电压当然是110V了。
变压器绕组两端有交流电压,极个别万用表的直流挡会受到干扰,其显示值一般比110V高,若用这类表测量行管集电极电压,显示值也不等于主电压。
另外,交流挡正测的值为何大于直流挡的2倍,反测的值为何很小?
读者也很容易自行分析,主要原因是指针万用表交流挡内部大多采用了半波整流,仅仅对红表笔输入的正脉冲才判断有效。
如果黑表笔输入了正脉冲,它也不会顾及而增加显示值;
即使黑表笔没有输入正脉冲,它也不会计较而减少显示值。
当两管的高频性能相近时,为何各自的直流挡测量值远低于110V,即使将两管的测量值相加也不等于110V?
这是因为两管截止时的反向漏电阻都几乎是无穷大,你用表测量哪个管子,表的有限内阻就会并联在这个管子上,导致该管分得的电压大幅度降低,于是用低内阻表是无法读到它的真实电压的,但可以通过列出方程组求解,从而得知各管的真实电压。
不论什么假冒高频管与高频参照管串联,电流大小始终相等,这就严格限制了假冒高频管的恢复损耗。
在反向恢复期间,假冒高频管比高频参照管分得的电压低得多,故反向恢复损耗远小于高频参照管;
在正向恢复期间,假冒高频管并非从深截止到深导通,而是由起始浅导通向导通过渡,正向恢复损耗当然小。
假冒高频管甚至比高频参照管更安全,不会烧坏。
总结
二极管的高频性能参数深奥莫测,但仍然能以万用表巧妙鉴别,该方法简单、方便、准确、安全,当然也可以灵活运用,用它来比较低频管之间、正向电流悬殊的管子之间在相同电流下的的高频性能。
注:
本文的第二部分约在2002年发表于《家电维修》并获得一等奖。
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