反激式开关变压器都的通俗讲解及实例计算文档格式.docx
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从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM）还是非连续模式（DCM）？
是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示
从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM）；
只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;
介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图
这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
具体RCD吸收电路图如下
简单分析下工作原理
1.当开关S开通时，二极管D反骗而截止。
电感储存能量。
2.当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放掉。
细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。
R相当于负载。
只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF。
所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。
而且电阻的功率会变的很大！
下边来个加了RCD吸收的波形
关于RCD吸收的选取，如下面叙述：
方法一
先上个RCD钳位的原理图
再上个MOS的VDS波形
下面再说几个名词，这几个名词其实大家也知道，一个是钳位电压，上边用Vsn表示;
一个是折射电压，上边用VRO表示;
还有个脉动电压，上边用ΔV表示;
MOS管的最大耐压，上边用BVdss表示；
电源的最高输入电压，上边用Vinmax表示。
1.钳位电压Vsn是电容C两端的电压，与选用MOS的BVdss及最高输入电压以及降额系数有关，一般在最高输入电压Vinmax下考虑0.9的降额，则有
Vsn=0.9*BVdss-Vinmax（我上边的实验选择的MOS为IRF640，BVdss=200V，Vinmax=70V）
可以算出钳位电压Vsn为110V
2.然后算折射电压VRO，根据VRO=（VOUT+VD）/（NS/NP）
式中VOUT为输出电压
VD为二极管管压降
NS为次级匝数
NP为初级匝数
我的初级NP为31匝，次级NS为10匝，管压降VD≈1V，输出电压VOUT=12V
算出VRO=（12+1）/（10/31）=40V
3.确定漏感量LIK，这个可以通过测试得出，我的实测了下为2.79uH；
不过可以估测此漏感值，一般为初级电感量的1%-5%；
4.确定峰值电流IPK的值
输入功率PIN=POUT/η，
式中POUT为输出功率
η为效率
我的输出电压为12V，电流为3A，假设效率为80%；
代入式中得PIN=12*3/0.8=45W
算出平均电流Iin-avg=PIN/Vinmin
式中Vinmin为最小输入电压
我的最小输入是40V，也就是1207的最低输入电压。
代入式得Iin-avg=45/40=1.125A
确定峰值电流IPK=2*Iin-avg/δmax
式中δmax为最大占空比
我的设的为0.5
代入式得IPK=2*1.125/0.5=4.2A
5.确定钳位电阻R的值，根据公式R=2（Vsn-VRO）*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs
式中fs为开关频率
IPK*IPK为IPK的平方，俺不会写
6.确定R的功率PR=Vsn*Vsn/R
7.确定钳位电容C的值
我们前边一直把C的点电压VC当成不变的处理，实际是有波动的，因为有漏感等杂散电感的影响，所以会有所波动，一般这个脉动电压ΔV取钳位电压Vsn的5%-10%，我们这取10%吧，所以ΔV=11V
钳位电容的值C=Vsn/ΔV*R*fs
回头我把实验结果和波形放上来！
1.初级用了C=103R=30K,次级R=22R,C=102，峰峰值160V
2.我把初级R又并了个30K，R=15K了，别的没动，峰峰值150V了
我又把初级C=103改为472，R=15K，次级没动，峰峰值又到138V了
我想看看要是不动电阻呢，按算的来，把并的那个30K去掉，C=472，次级不动，峰峰值150V
以上总结，算出来的结果还得再试验中得到验证，只能做个参考；
所以我们应以计算为基础，根据实验来回调整，找到一个更适合你的值。
还有吸收电阻R一定要考虑降额使用，满足功率要求。
方法二
先做如下假设：
①开关电源的工作频率范围:
20~200KHZ；
②RCD中的二极管正向导通时间很短（一般为几十纳秒）；
③在调整RCD回路前主变压器和MOS管，输出线路的参数已经完全确定。
有了以上几个假设我们就可以先进行计算：
一﹑首先对MOS管的VD进行分段：
ⅰ，输入的直流电压Vin（DC）；
ⅱ，次级反射初级的VF；
ⅲ，主MOS管VD余量VDS；
ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。
二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：
ⅰ，输入的直流电压Vin（DC）。
在计算Vin（DC）时，是依最高输入电压值为准。
如输入电压为AC220V，最高电压应选择AC265V，即DC375V。
Vin（DC）＝VAC*√2
ⅱ，次级反射初级的VF。
VF是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：
5.0V±
5%（依Vo=5.25V计算），二极管Vf为0.525V（此值是在1N5822的资料中查找额定电流下Vf值）．
VF＝（Vf+Vout）*Np/Ns
ⅲ，主MOS管VD的余量VDS．
VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V．
VDS＝VD*10%
ⅳ，RCD吸收VRCD．
MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。
实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。
VRCD＝（VD-Vin（DC）-VDS）*90%
注意：
①VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．
②VRCD必须大于VF的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS管的VD值选择就太低了）
③MOS管VD应当小于Vin（DC）的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）
④如果VRCD的实测值小于VF的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。
⑤VRCD是由VRCD1和VF组成的
ⅴ，RC时间常数τ确定．
τ是依开关电源工作频率而定的，一般选择10~20个开关电源周期。
三﹑试验调整VRCD值
首先假设一个RC参数，R=100K/RJ15,C=10nF/1KV。
再上市电，应遵循先低压后高压，再由轻载到重载的原则。
在试验时应当严密注视RC元件上的电压值，务必使VRCD小于计算值。
如发现到达计算值，就应当立即断电，待将R值减小后，重复以上试验。
（RC元件上的电压值是用示波器观察的，示波器的地接到输入电解电容“＋”极的RC一点上，测试点接到RC另一点上）。
一个合适的RC值应当在最高输入电压，最重的电源负载下，VRCD的试验值等于理论计算值。
四﹑试验中值得注意的现象
输入电网电压越低VRCD就越高，负载越重VRCD也越高。
那么在最低输入电压，重负载时VRCD的试验值如果大于以上理论计算的VRCD值，是否和（三）的内容相矛盾哪？
一点都不矛盾，理论值是在最高输入电压时的计算结果，而现在是低输入电压。
重负载是指开关电源可能达到的最大负载。
主要是通过试验测得开关电源的极限功率。
五﹑RCD吸收电路中R值的功率选择
R的功率选择是依实测VRCD的最大值，计算而得。
实际选择的功率应大于计算功率的两倍。
RCD吸收电路中的R值如果过小，就会降低开关电源的效率。
然而，如果R值如果过大，MOS管就存在着被击穿的危险。
下面讲下变压器的设计方法
变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的！
我先介绍下一种设计方法：
1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算
a.要是直流输入按直流的最低输入来计算；
b.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。
列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。
2.确定导通时间ton
导通时间ton=T*D
T为周期T=1/f
D为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。
注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大（IPK=2*Iin-avg/δmax），电流有效值变大，会导致输出纹波变大！
所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。
而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。
还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。
占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。
反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。
要保证在最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来！
列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10μS，那么ton=0.4*10μS=4μS。
3.确定磁芯的有效面积AE
AE一般会在磁芯的资料中给出。
4.计算初级匝数NP
NP=VINmin*ton/ΔB*AE
式中VINmin为直流最低输入电压；
ton为导通时间
AE为磁芯的有效面积
ΔB为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般靠经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和！
俺一般取0.2。
5.计算次级匝
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