正激变换器的工作原理.docx
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正激变换器的工作原理
第1章Flyback正激变换器的工作原理
1.1引言
有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器（全桥、半桥、推挽等）和单端变换器（正激式、反激式等）。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：
变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2Flyback型有源箝位正激变换器稳态工作原理
有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
为方便论述，我们将第一章中的有源箝位正激变换器原理图再画在这里，如图1-1所示。
图1-1（a）Flyback箝位电路
箝位开关T2与主功率开关T1的驱动信号互补，有变压器原边绕组伏秒积平衡原理可知，图2-1（a）电路箝位电压为：
（1-1）
式中—占空比
式（1-1）与Flyback变换器相似，称之为单端反激式Flyback箝位[5]（简称Flyback箝位）。
图1-1（b）Boost箝位电路
图1-1（b）电路箝位电压为：
（1-2）
式（2-2）与Boost变换器相似，称之为升压式Boost箝位（简称Boost箝位）。
这两种箝位电路工作原理基本相同，只是回馈到输入电源中的电流谐波不同。
本文主要以Flyback箝位电路为研究对象，但其研究结论同样适用于Boost箝位电路。
为简化分析过程，特作如下假定：
（1）电路中的电感、电容、二极管均为理想元器件；
（2）输出滤波电感足够大，以至于可将其等效为一恒流源Io；（3）将变压器等效为激磁电感Lm与一理想变压器原边并联，忽略其漏感；（4）主开关T1只考虑其寄生输出电容Cds忽略其他寄生参数；（5）对箝位开关T2，只考虑寄生反并联二极管Ds2，忽略其他寄生参数。
根据以上假设，可得到图1-2所示的等效原理图。
Ui
Cc
D2
Cf
RL
Lm
T1
T2
Cds
图1-2有源箝位正激变换器等效原理图
Fig.1-2Equivalentschematicdiagramoftheactiveclampforwardconverter
在图1-1（a）中，当输出电感Lf工作在电流连续（CCM）模式时，该有源箝位正激变换器主要变量的稳态工作波形如图1-3所示。
下面分七个阶段分析其工作过程。
（1）t0～t1：
向负边传输能量阶段
t=t0时刻使T1导通，T2处于关断阶段，则D1导通，变压器原边向负边传输能量，同时激磁电感Lm上的电流以斜率Ui/Lm线性上升。
等效电路如图1.4（a）所示。
（2）t1～t2：
Cds充电阶段
t=t1时，T1被关断，激磁电流iLm与变压器原边电流Io/N（N为变压器变比）同时对Cds充电。
由于变压器原边电流远远大于激磁电流，电容Cds主要由原边电流Io/N充电，可近似认为其端电压uds（也即主开关T1漏源间的电压）线性上升如图1-4（b）所示。
（3）t2～t3：
D2续流阶段
Ugs
T1
T2
im
Uc
Uc
△Uc
Uc/Lm
ic
im
Ui
Uds
Ui+Uc
t1
t0
t2
t3
t4
t5
t6
t7
τ1
τ2
t
t
t
t
t=t2时，uds＝Ui，D1关断，D2续流。
又由于Cds很小，充电时间t12=t2-t1很短，可近似认为激磁电感电流Im1在这段时间内维持不变，在等效电路1-4（c）中简化为电流值为Im1的电流源，Im1为t1时刻激磁电感的电流值，如图1-3所示。
图1-3带Flyback箝位电路的有源箝位正激变换器的原理波形
Fig.1-3Schematicwaveformsoftheactiveclamp
forwardconverterwithflybackclamp
（4）t3～t4，Lm与Cds谐振阶段
t2时刻以后，变压器不再向负载传送能量，原边电流下降为0，Lm与Cds串联谐振，等效电路如图1-4（d）所示。
ILm与uds的本阶段的变化规律为：
（1-3）
（1-4）
其中。
ILm从Im1开始下降，uds从Ui继续上升，当t=t4时，uds＝Ui+Uc，Ds2导通，Uc为箝位电容Cc的箝位电压。
（5）t4～t5，Lm与Cc谐振阶段
Ds2导通之后,Lm与Cds，Cc共同谐振。
由于Cc远远大于Cds（实际上两者往往相差几个数量级），为简化分析，可忽略Cds的作用，近似认为Lm与Cc谐振，等效电路如图1-4（e）所示，iLm下降。
在这一阶段使箝位开关T2导通，由于Ds2已经导通，T2实现了零电压开启。
T2的导通为iLm提供了负向流通通道，iLm变负以后铁芯工作在磁化曲线的第三象限，使变压器的磁通得以恢复，这一过程即为磁通复位过程。
本阶段由于箝位电路的工作使主开关T1的漏源两端电压uds箝位在Ui＋Uc。
t4时刻T2被关断。
（a）阶段1（b）阶段2
（c）阶段3（d）阶段4
（e）阶段5（f）阶段6
（g）阶段7
图1-4变换器工作的七个阶段
Fig.1-4Sevenoperationstagesoftheconcerter
（6）t5～t6，Lm与Cds再谐振阶段
T2关断以后激磁电感Lm与Cds再次串联谐振，其等效电路与阶段（3）相同，如图1-4（f）所示，但由于处始条件不同，其变化规律也不同：
（1-5）
（1-6）
Im2为t5时刻iLm的值，Im2<0，如图1-3所示。
在这一阶段，iLm上升，uds下降。
能量回馈到电网及转移到Lm中。
（7）t6～t7，uds下降阶段
t=t6时刻，uds下降到Ui，D1开通，D1与D2共同导通期间为im在副边续流提供了路径，如uds可下降到零时，则为T1的开通创造了ZVS的条件。
t7时刻T1再次开通，电路进入下一个工作周期。
对以上工作过程，作几点说明：
【1】箝位电压值：
由于主开关与箝位开关可近似认为处于互补工作状（实际工作中，，，与t5～t7在整个周期中所占的比例很小）,根据变压器的伏秒积平衡原理，可以得箝位电容的电压，D为主开关的导通占空比。
【2】在阶段，激磁电感与箝位电容谐振，二者之间的能量交换使箝位电压出现了小幅度的波动，实际应用中可以通过选择合适的参数将的波动限制在较小的范围内，并近似认为在一个周期中基本保持不变。
【3】主开关管的软开关实现：
在阶段，使下降到零是实现主开关ZVS开通的必要条件，为此，要求电路的参数应满足:
（1-7）
若，则无论如何取值均可获得ZVS条件；若,则功率开关电压应力降低了，但要求一定大小的才可获得ZVS条件。
需要强调的是在谐振阶段没有电流流入变压器次级时才正确。
所以，能否实现ZVS开通是由谐振电路初值及谐振过度期间有无电流流入变压器次级共同决定的。
1.3电路关键参数设计
（1）箝位电容的设计
箝位电容值主要由箝位电压纹波决定，设则有
（1-8）
（2）主开关占空比和开关管电压应力分析
正激变换器的输出与输入电压的关系如下：
（1-9）
在主开关导通的时间DT内，加在变压器原边的电压为，在主开关关断、箝位开关导通时间内（1-D）T内，加在变压器原边的电压为，根据变压器的伏秒平衡原理有：
（1-10）
只要箝位电容值满足一定的要求，它上面的电压会在电路接通电源以后几个开关周期内，通过箝位开关的反并联二极管自动充电到上式决定的稳态值，并且该稳定值会随时随着占空比和输入电压或者是其他因素的变化而变化。
主开关上的电压应力为：
（1-11）
（3）功率电路的设计
由式（1-11）可知，主开关的电压应力在D=0.5时具有最小值，在通常的电流控制方式中，如果占空比大于0.5，控制回路必须加斜坡补偿，所以让电路工作在占空比为0.5的条件下是比较合适的，但也允许电路的最大占空比大于0.5。
设计时最好使最大占空比和最小占空比对应的开关电压应力相等，这样基本上就能保证电路的占空比工作在0.5左右，根据以上的原则所确定的变压器原副边匝数比如下：
（1-12）
（4）主开关与箝位开关驱动延迟时间的设计
主开关关断与箝位开关开通之间的时间间隔为，箝位开关关断与主开关开通之间的时间间隔为，的开通只要在关断后其结电容上的电压上升到箝位电压后至励磁电流反向以前都可以，既满足
（1-13）
而应该在满足零电压的条件下尽可能的小，因为，太大会影响电
路的有效的占空比，太小则不足以实现软开关，应满足下式
（1-14）
1.4本章小结
本章通过对Flyback型有源箝位正激变换器工作原理的分析，得出如下结论：
（1）有源箝位正激变换器变压器铁芯工作在双向磁化状态，提高了铁芯利用率，减小了体积与重量，占空比d>0.5，进一步增强了其性能和工程使用价值，适用于宽输入电源电压场合。
（2）有源箝位正激变换器实质上是零电压转换PWM变换器，兼有谐振技术与传统PWM技术两者之优点。
（3）提供了变换器箝位电容Cc、驱动信号延迟时间、等关键电路参数与其它参数间的定量关系。
第2章系统设计
本章详细讨论了1KVAFlyback型有源箝位正激变换器系统的设计。
进行了主功率电路参数的设计与选取，给出了控制电路及保护电路的实现。
2.1变换器主要技术指标
输入电压：
18V～32V直流输入；
输出电压：
100V直流输出；
输出功率：
平均输出功率1KAV；
效率：
90%；
保护功能：
输入过压与欠压保护，输出过压与欠压保护，功率管过压与过流保护。
2.2主功率电路设计
2.2.1主功率变压器的设计
（1）占空比和变压器变比的确定
由式（1-12）可得变压器的原副边匝数比为
由式（1-9）可得出最大占空比为：
由式（1-11）知其对应的电压应力为：
最小占空比为，其对应的电压应力也为50V，而正常工作时所对应的占空比为D
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