4差动输入级恒流源Ube倍增电路音频功率放大器.docx

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4差动输入级恒流源Ube倍增电路音频功率放大器

差动输入级（恒流源、Ube倍增电路）音频功率放大器

葛中海

采用自举电路设计的功率放大器虽然电路相对较为简单，但却存在下限工作频率截止点。

引入自举电路是为了避免对信号正半波进行放大时，没有足够电流提供给互补管使用。

不缺三极管使用的情况下，采用恒流源可以保证对正半波进行放大时，也有足够的电流提供给上位管。

与此同时，将差动放大器也设计成由恒流源提供工作电流，可以大大提高对共模噪声的抑制比和放宽对电源电压的准确要求。

如图1所示，这是笔者为中山技师学院电子专业三年级同学，在讲授《实用音响电路》一书时，为大家设计的第五个中功率音频功放电路。

通过实验制作、电路调试、交直流参数测试、计算，理解、分析与体验功放电路的工作原理、调试方法以及故障排查。

图1差动输入级（恒流源、Ube倍增电路）音频功率放大器

R1是输入电阻，与C1组成低通滤波电路，滤除信号源或电路板引入的杂散高频干扰。

R2为C2提供放电通路，在系统断电后放掉C2残存的电荷。

R5与C3、C4组成去耦电路，消除输出级电流波动引起的电压纹波对输入级的影响。

C3（瓷片电容）滤除高频，C4（电解电容）滤除低频（R7阻值较小，正常工作时压降忽略不计）。

R6、R8、VS1与VT3组成恒流源，给差动管提供恒定的静态电流——既是电源电压有较大范围的变动，该电流也基本保持不变。

VS1击穿导通，压降约3.6V，R8控制稳压二极管击穿电流（大约7.5mA），使其工作于反向特性曲线陡降区，同时又能满足其安全工作要求。

由于VT3发射结压降为0.6V，则R6的压降约3V，因此流过R6的电流约1mA。

该电流也是VT3的发射极电流IE3，又IE3≈IC3，IC3又被VT1、VT2分流为IC1、IC2，则IC3≈IC1+IC2。

VT4、VT5构成镜像恒流源，且VT4的b-c极连接，通过限流电阻R9到地。

忽略二者的基极电流，若它们的UBE、β也相同，则它们的e-c极电流相等，即

IR9≈IC4≈IC5

VT4、VT5电路结构对称，IC4≈IC5，犹如镜子内外的物像完全一样，这就是镜像恒流源名称的由来！

VR1、R0与VT0构成UBE倍增电路，调节VR1可使静态时UAB=3*UBE，抵消VT7、VT8与VT9发射结死去压降，其电流调节能力、温度补偿性均优于两只开关二极管（1N4148）与可调电阻的组合运用。

电阻R3、R4组成分压电路产生Vcc/2电压，加到VT1基极，建立静态偏置电压（直流Vcc/2）。

若把VT1、VT2组成的差动放大电路等效成集成运放，则VT1、VT2的基极分别相当于集成运放的同相端和反相端，则电路的交流等效模型相当于同相比例放大器，于是，系统的分析就变得简单了。

一、静态参数

1．静态电压

设电源为+20V，调节VR1时测量R16（或R17）压降（采用数字万用表200mV挡），使其约为5-10mV。

根据欧姆定律可知，这时功率管VT9、VT10集电极静态电流约为20-40mA。

这时，所有三极管发射结电压都约为0.6V左右，各个三极管都工作在放大状态。

实测电位，计算有关参数：

晶体管

基极

集电极

发射极

发射结压降

说明

VT1

9.96V

1.295V

10.6V

Ueb1=Ve1-Vb1=0.64V

差动对管

VT2

10.02V

0

Ueb2=Ve2-Vb2=0.58V

VT3

16.85V

10.6V（=Ve1）

17.46V

Ueb3=Ve3-Vb3=0.61V

恒流源

（实际参数R6=2.4K

VS1=3.1V）

VT4

19.39V

20V

Ueb4=Ve4-Vb4=0.61V

镜像恒流源

VT5

19.39V

11.16V

Ueb5=Ve5-Vb5=0.61V

VT6

1.272V（=Vc1）

9.36V

653mV

Ube6=Vb6-Ve6=619mV

激励管

VT7

-

-

-

619mV（直接测量）

复合管NPN

VT8

-

-

-

622mV（直接测量）

复合管PNP

VT9

607mV（直接测量）

功放管

VT10

598mV（直接测量）

VT0

UAB=1.829V（实际测量时，VT0的基极不能用万用表碰触，否则整机电流很大）

UBE倍增管

注：

由于笔者手中暂无3.6V稳压管，因此VS1用3V稳压管代换，此时R6用2.2kΩ；另外，笔者手中没有D880，用TIP41代替。

1．VT1的静态电流

稳压二极管VS1与电阻R8组成简单的稳压电路，则VT3的基极电位比电源低稳压二极管VS1的反向压降，则VT3、R6与VS1构成恒流源，为差动放大级VT1、VT2提供恒定的静态电流，提高对共模噪声的抑制比，同时削弱电源电压波动对差动输入级的影响。

IE3=（3.6-UEB3）/R6=（3.6-0.6V）V/3KΩ=1mA

式中，3.6V是稳压二极管VS1的稳压值（注：

笔者手中没有3.6V稳压二极管，因此用3.1V稳压二极管代替，把R6改为2.4K。

IE3也约为1mA）。

一般来说，希望差动管VT1、VT2均分IC3，即IC1≈IC2=0.5mA。

如此，电阻R7的压降为

UC1=IC1*R7=0.5mA×1kΩ=1V

2．镜像恒流源

晶体管VT4、VT5组成镜像恒流源，因此IC4≈IC5≈IR9。

若电源电压Vcc=20V，则IR9约为

IR9=（Vcc-UEB4）/R9=（20-0.6）V/3KΩ=1.94mA

忽略VT7、VT8基极电流，则VT5的集电极电流IC5几乎全部流经VT6，即

IC5≈IC6≈IR13

于是，VT6的基极电压UB6（也即VT1集电极电压UC1）就可以表示为

UB6=UBE6+UR13=UBE6+IR13*R13=0.6V+1.94mA×200Ω=0.988V

——这个数据非常接近第1项中的分析计算！

但是，实际测量VT6发射极电压为UE6=653mV，则流过R13（笔者实际用220Ω）的电流为

IR13=653mV/R13=653mV/220Ω=2.89mA

该值远大于IR9（=1.94mA）!

这就是说，虽然IC5≈IR9，但IC4≠IC5，镜像电流源的“不镜像”（注：

笔者做的另一块电路板IC4≈IC5）。

为什么会出现这个状况呢？

原因在于，分立的单体晶体管不是由同一晶片制成的，它们的UBE、β很难做到一致，因此，分立晶体管组成的镜像电流源的电流未必相等也在情理中。

而集成电路内部的晶体管集成在同一硅片上，可以通过相同的激光刻画工艺技术，使得镜像电流源对管或差动对管大致一样的UBE、β，保证镜像电流源的电流相等。

二、交流测试

1.1kHz空载、负载

橙色——输入；蓝色——输出（下同）。

图3空载——输出最大不失真，整机电流约30mA

图4负载（8Ω喇叭）——输出下半波最大不失真，整机电流约550mA

2.10kHz空载、负载

图5空载——输出最大不失真，整机电流约30mA

图6负载（8Ω喇叭）——输出最大不失真，整机电流约400mA

3.随机波形（负载8Ω喇叭）

图7随机测试《康美之恋》

（1）

图8随机测试《康美之恋》

（2）

三、分析与思考

（1）有些音响书籍中，在VT2集电极对地串入与R7等值的电阻。

但是，实际测试发现，该位置是否串入电阻对电路的直流、交流没什么关系。

一般来说，为了保持电路的对称性，最好串联与左侧电路等值的电阻。

在双互补电路，串联这个电阻，通过测量电阻上的压降即可知道，差动管的静态电流是否相等。

（2）在直流分析与计算时，我们知道

IR9≈IC5≈IR13

由于晶体管放大状态时，发射结压降变化区间很小，硅管约0.6V。

因此，VT6基电位可表示为

UB6=UBE6+IR13*R13=UBE6+IR9*R13

另一方面，观察VT1，其集电极电位可表示为

UC1=IC1*R7

显然

UC1=UB6

即

IC1*R7=UBE6+IR9*R13

其中，IR9是镜像电流源设定的电流，即使IR9≈IC4≠IC5，IC5也相应确定了（要么比IR9大一些，要么比IR9小一些）。

因为IC5≈IC1，故IC1也确定了（只要不超过VT1、VT2发射结上的恒流源所能提供的极限值）。

承接前文，为了使差动放大器性能一致，希望IC1=IC2，这种状况可以通过对元件参数的恰当设定而得到。

比如，当电源为20V时，IR9=1.94mA，若IR9=IC4≈IC5，UBE6=0.6V，则

UB6=UBE6+IR13*R13=0.6V+1.94mA×200Ω=0.988V

另一方面

UC1=IC1*R7=（IE3/2）*R7=0.5mA×2kΩ=1V

若R13=100Ω，则

UB6=UBE6+IR13*R13=0.6V+1.94mA×100Ω=0.794V

于是

IC1=UC1/R7=UB6/R7=0.794V/2kΩ=0.397mA

那么，有

IC2=IE3-IC1=1mA-0.397mA=0.603mA

这时，差动放大管VT1、VT2的c-e电流就不再相等了!

（3）由于IC3≈IC2+IC1，故理论上讲IC1最大值为1mA，UC1最大值为2V，由公式UC1=UBE6+IR13*R13，可知

UBE6+IR13*R13≤2V

而UBE6的变化区间较小，约为0.6V，则上式可变换为

IR13*R13≤1.4V

考虑到IR13≈IR9=1.94mA，则

R13≤1.4V/1.94mA=720Ω

另外，由于R13是激励放大管VT6的发射极电阻，它具有交直流负反馈的作用，故取值不宜过大。

（4）输出端直流电压的稳定问题

观察电路，读者可能会问：

镜像电流源VT4、VT5处于放大状态，激励放大管VT6也处于放大状态，怎么能保证输出端电压稳定在Vcc/2，且A点比Q点高2个PN结，B点比Q点低1个PN结呢？

实际上，输出电压是能够保证稳定在Vcc/2上的！

否则，平衡被打破、电路自动调整，直到稳定新的平衡。

比如，若由于某种原因致使Q点电压比正常时偏低，因为VT2基极电压约为Vcc/2，则电阻R10上的电流（从左至右）增大，即VT2的基极电流增大。

于是，IC2增大、IC1减小、UC1降低（=IC1*R7），则UBE6降低。

这时，虽然IR13不变（镜像电流源决定），但晶体管VT6的c-e压降会自动增大，抑制Q点电压的下降。

（5）极限输出电压

由前文空载交流测试波形可知，系统最大不失真电压峰-峰值约为17V，也就是说，输出信号以Vcc/2为基准，上下摆动幅度约为±8.5V，比理论极限电压±10V稍小，为什么会这样呢？

仔细观察原理图可以发现，若VT9饱和导通（此时VT10截止），理论上讲Q点电压可以非常接近20V。

然而，此时若UQ≈20V，则VT9的基极比UQ高0.6V、VT7的基极UA比UQ高1.2V，即UA≈21.2V——显然，这是不可能的！

同理，若VT10饱和导通（此时VT9截止），理论上讲Q点电压可以非常接近0V。

然而，此时若UQ≈0V，则VT8的基极比UQ低0.6V，即UB≈-0.6V——显然，这是不可能的！

即使VT6饱和导通，UB≈UBE6+UR13，如此，输出端电压大于零就在情理之中了！

另外，负载时，输出功率管的管压降UCE增大，所以输出电压正负摆幅更低。

至于正半波提前削波失真之原因，盖因静态时A点比Q点高2个PN结。

四、改进电路

1.工作原理

由于用分立元件组成的镜像恒流源中的电流未必“镜像”，因此，需要设计一个更为可靠的恒流源，使其电流满足希望的设计要求。

另外，VT9所用的NPN管也可以用PNP（复合管仍然为NPN）代替，电路作适当变形，就可得到另一种形式，依照这种思路设计的电路如图9所示。

图9改进电路

由于R9的存在，VT5发射结为VT4提供基极偏置；同时，VT5发射极经R12接电源，故R9又为VT5提供基极偏置。

VT4、VT5均处于导通状态，忽略二者的基极电流，则VT4的e-c电流经R9流到地，R12的电流经VT5的e-c，作为激励级的静态电流。

若VT4的发射结为0.6V，则R12的电流为

IR12=UEB4/R12=0.6V/220Ω≈2.73mA

另外，参考原理图图1所示电路，会发现图9所示电路中功率管VT9、VT10串联的功率电阻（R16、R17）位置变动了——都处于功率管的发射极！

这样的结构变化，在一定程度上能抑制功率管的静态IC。

因为功率管温升后发射结曲线左移，发射结压降不变时、基极电流增大、IC增大，由于R16、R17串联在发射极，则UR16、UR17必然增大。

若UAB不变、VT7、VT8输出电流也不变，则电阻R14、R15的压降UR14、UR15也不变。

由于

UR14=UR16+UEB9

UR15=UR17+UBE10

那么，UR16、UR17的增大，必然使功率管发射结压降减小，相应地抑制功率管IB、IC的进一步增大（电路局部负反馈）。

为了让读者更能明白这一点，现以图示说明如下：

如图10所示为晶体管发射结特性曲线，常温25℃时UBE1对应基极电流IB1，高温55℃时UBE1对应基极电流IB2，显然IB2>IB1，即同样晶体管发射结压降，高温时基极电流远大于常温时的基极电流。

通过发射结串联电阻，电阻压降增大致使，高温时晶体管发射结压降，如图10所示的UBE2，这时对应基极电流IB3，虽然IB3>IB1，但是比IB2有一定程度的减小。

图10晶体管发射结特性曲线

1.交流测试

（1）1kHz空载、负载

橙色——输入；蓝色——输出（下同）。

图11空载——输出最大不失真，整机电流约30mA

图12负载（8Ω喇叭）——输出下半波最大不失真，整机电流约550mA

2.10kHz空载、负载

图13空载——输出最大不失真，整机电流约30mA

图14负载（8Ω喇叭）——输出最大不失真，整机电流约400mA

3.随机波形（负载8Ω喇叭）

图15随机测试《美丽的神话》

（1）

图16随机测试《美丽的神话》

（2）

图17实物电路板（万用板焊接）

2013-6-10