这样完成了一个循环，R、S的变化过程为：
（0，1）→（0，0）→（1，0）→（0，0）→（0，1）
V/f转换波形如图6-15所示，其中t1是C1的充电时间，即等于充电定期周期to,t2是C1的放电时间，它受RL、VIN的影响。
由于注入C1的电流严格等于IAVE=T1I/（t1+t2）=Itofour,流出CL的电流等于VX/RL≈VIN/RL，所以
IAVE=ItOFOUT=VX/RL≈Vm/RL
故
four=VINRL•1Ito=RSVIN2.09RLCTRT
可见，输出频率four正比于输入电压VIN。
情况2：
VS先上升到VS>2VCC/3。
这时A2输出高电平，即有S=1、R=1，在这种状态下，Q是不定的，定时器不会被复位，CL也将继续被充电，达到Vx>VIN后，即进入情况1的正常状态。
1、主要设计特点和电参数限制
（1）主要设计特点
1）动态范围宽。
2）非线性失真小。
3）工作频率范围宽。
4）外接元器件少。
5）变换精度高。
6）可用作f/V变换器，亦可用作V/f变换器。
（2）主要电参数和限制
1）最大非线性失真：
0.01%
2）工作频率最低值fmin:
0.1Hz
3）工作电源电压VDD：
4~40V
4）工作温度范围TA：
0~70ºC
5）功耗PD：
500mW
4、应用技术
（1）典型应用电路图6-16给出了LM331用作V/f变换的最基本电路。
其中RS2用来调节输出频率，该电路的误差典型值为±0.03%，输入电压VIN为0~10V，输出频率范围为0~10kHz。
按照图中元件的取值，得
four=RsV1N2.09RLCTRT=（12-17）×1032.09×100×0.01×6.8VIN
调节RS2可使four=VIN×103，即IV的电压输入对应1kHz的频率输出。
表6-7是按照图6-16的参数配置所得的一组实验数据。
表6-7输入电压与输出频率的关系
VIN/V01.002.003.004.005.00
four/kHz0.0031.002.003.003.994.99
VIN/V6.007.008.009.0010.00
four/kHz5.986.968.008.9910.02
（2）电路调试应用中应注意的问题
1）频率输出饱和：
如果要将满量程时的four调到50kHz，从前公式上看似乎调节RL、RT、CL、CR都可达到目的，但事实却非如此，例如，只将RS放大5倍（约70kΩ），虽然满足four=5VIN×103，但表6-8的数据却表明VIN上升到2.50V以上后，频率输出就饱和了。
用示波器观测可发现，随着VIN的变化，输出波形占空比也在变化（见图6-17），但一个周期中低电平的时间t2却总为70多µs，只是高电平的时间t1随着VIS的上升而下降。
由前面的原理分析可知：
t1=to=1.1R1C1=1.1×6.8×103×0.01µs
=74.8µs
即使tz减少到接近0，最大输出频率也只有fmsx=1/t1-1/74.8MHz=13.4kHz
这就是问题的症结所在。
因此要提高最大输出频率，首先要降低to。
取Rr=910Ω，Cr-0.01µF,RL=100kΩ,RS2用10kHz的频率输出。
实验数据见表6-9。
2）频率输出截止：
在输入电压VIN有大的阶跃时，输出频率会突然变为零，随后由恢复正常。
产生这种现象的原因，是由于LM331进入前面所述的情况2下的非正常状态，等输入电压稳定后，由会恢复频率的输出，解决这个问题的办法是在输入端引脚7加上滤波电路，电阻R1=100kΩ，以使引脚7的偏流抵引脚6偏流的影响；电容C1用于输入电压的滤波，一般取值为0.01~0.1µF，但在滤波要求较高时可用1µF的电容。
当引脚6、7间的RC时间常数匹配时，VIN的阶跃变化将引起输出频率的阶跃变化。
表6-9提高输出频率的实验数据
VIN/V01.002.003.004.005.00
four/kHz0.0035.009.9714.9720.025.0
VIN/V6.007.008.009.0010.00
four/kHz31.234.640.044.449.5
3）其他一些应注意的问题：
为了保证V/f变换精度，LM331外围电路中所用的阻容元件应为温漂系数低的稳定器件，如金属膜电阻和绝缘介质高的聚苯乙烯或聚丙烯电容。
47Ω的电阻与1µF的C1串联可产生滞后效应，使输入比较器获得良好的线性度。
可调电阻RA用于失调误差的调节。
由于引脚3是集电极开路输出，故要加一个10kΩ的上拉电阻。
应说明的是，对上述LM331作V/f电路，调试中输出频率饱和、截止等问题是可以解决的，其方法原理也可用于类似的更高精度的V/f电路或其他应用电路的调试中。
（3）用作f/V变换器，由LM331构成的f/V变换电路如图6-18所示，输入脉冲f1经R1、C1组成的微分电路加到输入比较器的反相输入端。
输入比较器的同相输入端经电阻R2、R3分压而加有约2VCC/3的直流电压，反相输入端经电阻R1加有VCC的直流电压。
当输入脉冲的下降沿到来时，经微分电路R1、C1产生一个负尖脉冲叠加到反相输入端VCC上，当负向尖脉冲大于VCC/3时，输入比较器输出高电平使触发器置位，此时电流开关打向右边，电流源IR对电容CL充电，同时因复零晶体截止而使电源VCC通过电阻Rr对电容Cr充电。
当电容CL两端电压达到2VCC/3时，定时比较器输出高电平使触发器复位，此时电流开关打向左边，电容CL通过电阻RL放电，同时复零晶体管导通，定时电容Cr通迅速放电，完成一次充放电过程。
此后，每当输入脉冲的下降沿到来时，电路重复上述的工作过程。
从前面的分析可知，电容CL的充电时间由定时电路Rr、Cr决定，充电电流的大小由电流源IR决定，输入脉冲的频率越高，电容CL上积累的电荷就越多，输出电压（电容CL两端的电压）就越高，实现了f/V的变换。
按照前面推导V/f表达式的方法，可得到输出电压VO与fIN的关系为
VO=2.09RLRTCTfIN/RS
电容C1的选择不宜太小，要保证输入脉冲经微分后有足够的幅度来触发输入比较器，但电容C1小些有利于提高转换电路的抗干扰能力。
电阻RL和电容C1组成低通滤波器。
电容CL大些，输出电压VO的纹波会小些，电容CL小些，当输入脉冲频率变化时，输出响应会快些。
这些因素在实际运用时要综合考虑。
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