数字基带传输系统应用与仿真092413.docx

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数字基带传输系统应用与仿真092413

摘要

与模拟通信相比，数字通信具有许多优良的特性，它的主要缺点就是设备复杂并且需要较大的传输带宽。

近年来，随着大规模集成电路的出现，数字系统的设备复杂程度和技术难度大大降低，同时高效的数字压缩技术及光纤等大容量传输介质的使用，使得数字传输方式日益受到欢迎。

目前，虽然数字基带传输不如帯通传输那样广泛应用，但对于基带传输系统的研究仍是十分有意义的。

文中首先针对要求进行了相关理论的探讨，并采用SIMULLINK软件对所设计的基带传输系统进行了仿真分析，进一步加深了对数字基带传输系统的认识。

关键词：

数字基带传输,SIMULINK

前言

随着数字技术的飞速发展与数字器件的广泛使用,数字信号处理在通信系统中的应用已经越来越重要。

数字信号传输系统分为基带传输系统和频带传输系统，本次综合训练就是为了研究数字基带传输系统而进行的。

数字信号的传输方式按其在传输中对应的信号的不同可分为数字基带传输系统和数字频带传输系统。

不使用调制和解调而直接传输数字基带信号的系统称为数字基带传输系统。

虽然在实际使用的数字通信系统中基带传输不如频带传输那样广泛，但是，对于基带传输系统的研究仍然是十分有意义的。

1）在频带传输制式里同样存在基带传输的问题（如码间干扰等），因为信道的含义是相对的，若把调制解调器包括在信道中（如广义信道），则频带传输就变成了基带传输。

可以说基带传输是频带传输的基础。

2）随着数字通信技术的发展，基带传输这种方式也有迅速发展的趋势。

目前,它不仅用于低速数据传输,而且还用于高速数据传输。

3）理论上也可以证明，任何一个采用线性调制的频带传输系统，总是可以由一个等效的基带传输系统所替代。

目录

第1章基带传输系统的方案设计4

1.1基带系统传输模型与工作原理4

1.2基带系统设计方案4

1.2.1信源4

1.2.2发送滤波器和接收滤波器5

1.2.3信道5

1.2.4抽样判决器5

1.3基带系统设计中的码间干扰与噪声干扰5

第2章基带通信系统的仿真分析7

2.1信源7

2.2发送滤波器和接收滤波器、信道8

2.3抽样判决器8

第3章仿真结果分析10

3.1基带传输系统设计总图及各点输出波形10

3.2眼图观测结果11

3.3发送信号与接收信号的功率谱12

3.4传输过程中的误码率12

3.5遇到的问题及解决方案12

总结13

参考文献14

致谢15

第1章基带传输系统的方案设计

1.1基带系统传输模型与工作原理

基带系统传输模型如图1.1所示。

（1）系统总的传输特性为H（ω）=GT（ω）C（ω）GR（ω），n（t）是信道中的噪声。

（2）基带系统的工作原理：

信源是不经过调制解调的数字基带信号，信源在发送端经过发送滤波器形成适合信道传输的码型，经过含有加性噪声的有线信道后，在接收端通过接收滤波器的滤波去噪，由抽样判决器进一步去噪恢复基带信号，从而完成基带信号的传输。

1.2基带系统设计方案

1.2.1信源

（1）常见的基带信号波形有：

单极性波形、双极性波形、单极性归零波形和双极性归零波形。

双极性波形可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“1”和“0”，故当“1”和“O”等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零，抗干扰能力较强。

而单极性波形的极性单一，虽然易于用TTL，CMOS电路产生，但直流分量大，要求传输线路具有直流传输能力，不利于信道传输。

（2）归零信号的占空比小于1，即：

电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平，这样的波形有利于同步脉冲的提取。

（3）基于以上考虑采用双极性归零码——曼彻斯特码作为基带信号。

1.2.2发送滤波器和接收滤波器

  基带系统设计的核心问题是滤波器的选取，根据分析，为了使系统冲激响应h（t）拖尾收敛速度加快，减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题，要求发送滤波器应具有升余弦滚降特性；要得到最大输出信噪比，就要使接收滤波器特性与其输入信号的频谱共扼匹配

同时系统函数满足：

H（ω）=GT（ω）GR（ω）考虑在t0时刻取样，上述方程改写为

 H（ω）=GT（ω），GR（ω），于是求解出

，因此，在构造最佳基带传输系统时要使用平方根升余弦滤波器作为发送端和接收端的滤波器。

1.2.3信道

 信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。

信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，且含有加性噪声。

因此本次系统仿真采用高斯白噪声信道。

1.2.4抽样判决器

  抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。

抽样判决关键在于判决门限的确定，由于本次设计采用双极性码，故判决门限为0。

1.3基带系统设计中的码间干扰与噪声干扰

码间干扰及噪声干扰将造成基带系统传输误码率的提升，影响基带系统工作性能。

1.3.1码间干扰及解决方案

  码间干扰：

由于基带信号受信道传输时延的影响，信号波形将被延迟从而扩展到下一码元，形成码间干扰，造成系统误码。

解决方案：

（1）要求基带系统的传输函数H（ω）满足奈奎斯特第一准则。

若不能满足奈奎斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。

（2）基带系统的系统函数H（ω）应具有升余弦滚降特性。

如图1.2所示。

这样对应的h（t）拖尾收敛速度快，能够减小抽样时刻对其他信号的影响即减小码间干扰。

图1.2升余弦滚降特性

1.3.2噪声干扰及解决方案

  噪声干扰：

基带信号没有经过调制就直接在含有加性噪声的信道中传输，加性噪声会叠加在信号上导致信号波形发生畸变。

  解决方案：

（1）在接收端进行抽样判决；

（2）匹配滤波，使得系统输出信噪比最大。

第2章基带通信系统的仿真分析

2.1信源

曼彻斯特的编码规则是这样的，即将二级制码“1”编成“10"，将“0”码编成“01”，在这里由于采用了二进制双极性码，则将“1”编成“+1-1”码，而将“0”码编成“-1+1”码。

根据3．1小节的理论分析，采用SIMULINK中的BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）、UnipolartoBipolarConverter（单极性向双极性转换器）、PulseGenerator（脉冲生成器）、Constant（常数源模块）、Add（加法器）、Product（乘法器）、Scope（示波器）构成曼彻斯特码的生成电路。

模型连接方法如图2.1所示：

图2.1信源的连接模块

曼切斯特码如图2.2所示：

图2.2曼切斯特码

模块参数设置：

BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）的Prpbabilityofazero（零码概率）设为0．5，Sampletime（采样时间）设为0.001。

PulseGenerator（脉冲生成器）的Amplitude（幅度）设为2，Period设为2，Pulsewidth（脉冲宽度）设为1，占空比为1/2，Phasedelay（相位延迟）设为0，表示不经过延迟，Sampletime设置为1/2000。

UnipolartoBipolarConverter（单极性向双极性转换器）的M-arynumber设为2。

Constant（常数源模块）的Constantvalue设为-1。

  BernoulliBinaryGenerator用于产生1和0的随机信号，经过Unipolar

toBipolarConverter变为双极性信号；PulseGenerator用于产生占空比为1/2的单极性归零脉冲（2020），经过Add加法电路减一后成为双极性脉冲（+1-1+1-1）。

两路双极性信号成为乘法器Product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的1码与第2路（+1-1）码相乘得到（+1-1），第1路-1码与第2路（+1-1）码相乘得到（-1+1）码，这就是曼彻斯特码。

2.2发送滤波器和接收滤波器、信道

为了减小码间干扰，在最大输出信噪比时刻输出信号，减小噪声干扰，传输模块由Upsample（内插函数）、DiscreteFilter根升余弦传输滤波器、AWGNChannel（高斯信道）、DiscreteFilter根升余弦接收滤波器模块组成，其设计框图如图2.3所示：

图2.3传输模块

模块参数设置：

Upsample的Upsamplefactor设为10，DiscreteFilter根升余弦传输滤波器的Numerator设为rcosine（2,10,'fir/sqrt',0.5,10），Sampletime设为1/10000，AWGNChannel（高斯信道）的Mode选为SNR，SNR设为11，DiscreteFilter根升余弦接收滤波器设置与传输滤波器模块相同。

2．3抽样判决器

利用PulseGeneratorl、Product、Relay、TriggeredSubsystem、Downsample构成抽样判决电路，并通过PulseGeneratorl、Constant、Add、Product模块对接收到的曼彻斯特码进行解码，其抽样判决电路及曼彻斯特码解码电路如图2.4所示：

图2.4抽样判决电路

模块参数设置：

PulseGeneratorl的Amplitude设为1，Period设为10，Pulsewidth设为1，Sampletime设为1/20000；Relay的Switchonpoint和Switchoffpoint都设为0，Outputwhenon设为1，Outputwhenoff设为-1，当采样点的幅值大于0则判为1，小于0则判为-1；Downsample的Downsamplefactor设为10；曼彻斯特码解码模块与编码模块设置相同。

两路双极性信号成为乘法器Product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的（+1-1）码与第2路（+1-1）码相乘得到+1码，第1路（-1+1）码与第2路（+1-1）码相乘得到-1码，这就对曼彻斯特码进行了解码。

第3章仿真结果分析

3.1基带传输系统设计总图及各点输出波形

基带传输系统的设计总图以及传输过程中的各点波形分别如图3.1所示：

图3.1基带传输系统的总图

Scope1的波形如图3.2所示：

图3.2Scope1的波形

第一行波形是对曼彻斯特码进行10被升速率采样后的波形，将该信号送到传输滤波器中，滤除高频成分得到第二行波形，第三行是第二行波形进过加性高斯白噪声信道传输并通过接收滤波器滤除噪声后的波形，第四行是经过抽样判决器抽样和判决再生产生的曼彻斯特码。

Scope2的波形如图3.3所示：

图3.3Scope2的波形

从图中的波形来看，传输是有效的。

第一行是信源端发送的信号波形，第二行是接收端收到的信号波形，与第一行的基带信号比较，波形相同，这说明所设计的基带系统没有产生误码，达到了抗码间干扰和抗噪声干扰的目的。

3.2眼图观测结果

下图为接收滤波器观察到的眼图，从图中可看出，在信噪比为15dB下观察眼图，“眼睛”睁开的角度很大，且没有“杂线”，说明系统在该信噪比下具有很好的抗码间干扰能力。

眼图如图3.4所示：

图3.4眼图观测结果

3.3发送信号与接收信号的功率谱

发送信号与接收信号的功率谱如图3.5所示：

图3.5发送信号与接收信号的功率谱

左边为发射信号功率谱,左边为及接收信号功率谱

3.4传输过程中的误码率

加性高斯白信道信噪比如图3.6所示：

当加性高斯白信道信噪比（SNR）为11dB时误码率约为0.0002

当加性高斯白信道信噪比（SNR）为12dB时误码率约为0.00003

当加性高斯白信道信噪比（SNR）为13dB时误码率为0

图3.6加性高斯白信道信噪比

通过上图的分析,误码率产生的主要原因是信道中信噪比的大小,噪声过大会对信号造成干扰,从而使接收端产生误码。

3.5遇到的问题及解决方案

（1）噪声功率过大使误码率过大,提高加性高斯白噪声信道的信噪比，减小噪声功率使信号得到有效传输。

（2）接收波形与发送波形有延时，误码率太大，调整IntegerDelay的延时参数，使发送信号波形与接收信号波形同步。

（3）课程设计过程中多次出现错误提示，通过修改模块参数、算法以及某些模块的取舍消除错误。

总结

（1）噪声功率过大使误码率过大,提高加性高斯白噪声信道的信噪比，减小噪声功率使信号得到有效传输。

（2）接收波形与发送波形有延时，误码率太大，调整IntegerDelay的延时参数，使发送信号波形与接收信号波形同步。

（3）课程设计过程中多次出现错误提示，通过修改模块参数、算法以及某些模块的取舍消除错误。

参考文献

[1]桑林，郝建军，刘丹谱.数字通信.北京：

北京邮电大学出版社，2007

[2]樊昌信，曹丽娜.通信原理.北京：

国防工业出版社，2009

[3]邵玉斌.Matlab/Simulink通信原理建模与仿真实例分析[m].北京：

清华大学出版社，2008.

[4]JohnG.Proakis.通信系统工程（第二版）[m].北京：

电子工业出版社.2007

[5]达新宇，陈树新，王瑜，林家薇。

通信原理教程[m].北京：

北京邮电大学出版社，2005

致谢

首先，要感谢本次综合训练的指导老师陈海燕老师，在为期三周的综合训练时间里，陈老师总是耐心地帮我们解答课设过程中遇到的种种问题，在老师的帮助下，我的综合训练的任务才得以顺利的完成。

当然，在整个过程中，我对于课本上所学的相关知识又有了进一层次的认识与理解。

其次，要感谢我的可爱的同学们，没有与他们的帮助，自己的任务估计也会举步维艰。

我们会讨论，偶尔也会争论，当然这都是为了弄清楚一个个问题，现在回想起来还挺有意思，正如前苹果CEO乔布斯说过：

“过程就是奖励！

”是的，过程就是奖励！