电力电子技术第二版张兴课后习题答案.docx

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一、简答题

2.1晶闸管串入如图所示的电路，试分析开关闭合和关断时电压表的读数。

题2.1图

在晶闸管有触发脉冲的情况下，S开关闭合，电压表读数接近输入直流电压；当S开关断开时，由于电压表内阻很大，即使晶闸管有出发脉冲，但是流过晶闸管电流低于擎住电流，晶闸管关断，电压表读数近似为0（管子漏电流形成的电阻与电压表内阻的分压值）。

2.2试说明电力电子器件和信息系统中的电子器件相比，有何不同。

电力电子系统中的电子器件具有较大的耗散功率；通常工作在开关状态；需要专门的驱动电路来控制；需要缓冲和保护电路。

2.3试比较电流驱动型和电压驱动型器件实现器件通断的原理。

电流驱动型器件通过从控制极注入和抽出电流来实现器件的通断；电压驱动型器件通过在控制极上施加正向控制电压实现器件导通，通过撤除控制电压或施加反向控制电压使器件关断。

2.4普通二极管从零偏置转为正向偏置时，会出现电压过冲，请解释原因。

导致电压过冲的原因有两个：

阻性机制和感性机制。

阻性机制是指少数载流子注入的电导调制作用。

电导调制使得有效电阻随正向电流的上升而下降，管压降随之降低，因此正向电压在到达峰值电压UFP后转为下降，最后稳定在UF。

感性机制是指电流随时间上升在器件内部电感上产生压降，di/dt越大，峰值电压UFP越高。

2.5试说明功率二极管为什么在正向电流较大时导通压降仍然很低，且在稳态导通时其管压降随电流的大小变化很小。

若流过PN结的电流较小，二极管的电阻主要是低掺杂N-区的欧姆电阻，阻值较高且为常数，因而其管压降随正向电流的上升而增加；当流过PN结的电流较大时，注入并积累在低掺杂N-区的少子空穴浓度将增大，为了维持半导体电中性条件，其多子浓度也相应大幅度增加，导致其电阻率明显下降，即电导率大大增加，该现象称为电导调制效应。

2.6比较肖特基二极管和普通二极管的反向恢复时间和通流能力。

从减小反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管还是恢复特性硬的二极管？

肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短，通流能力比普通二极管小。

从减少反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管。

2.7描述晶闸管正常导通的条件。

承受正向电压且有门极触发电流。

2.8维持晶闸管导通的条件是什么？

怎样才能使晶闸管由导通变为关断？

晶闸管流过的电流大于维持电流，通过外部电路使晶闸管流过的电流低于维持电流。

2.9试分析可能出现的晶闸管的非正常导通方式有哪几种。

IG=0时阳极电压达到正向转折电压Ubo；阳极电压上升率du/dt过高；结温过高。

2.10试解释为什么PowerMOSFET的开关频率高于IGBT、GTO。

PowerMOSFET为单极性器件，没有少数载流子存贮效应，反向恢复时间很短。

2.11从最大容量、开关频率和驱动电路三方面比较SCR、PowerMOSFET和IGBT的特性。

最大容量递增顺序为PowerMOSFET、IGBT、SCR;开关频率递增顺序为SCR、IGBT、

PowerMOSFET；SCR为电流型驱动；而PowerMOSFET和IGBT为电压型驱动。

2.12解释电力电子装置产生过电压的原因。

电力电子装置可能的过电压原因分为外因和内因。

外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，如由分闸、合闸等开关操作引起过电压。

而内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程。

1）换相过电压：

晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在换相结束后不能立刻恢复阻断，因而有较大的反向电流流过，当恢复了阻断能力时，该反向电流急剧减小，会因线路电感在器件两端感应出过电压；2）关断过电压：

全控型器件关断时，正向电流迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。

2.13在电力电子装置中常用的过电流保护有哪些？

快速熔断器、快速断路器和过电流继电器都是专用的过电流保护装置，还有通过驱动实施保护的电子电路过流保护。

2.14试分析电力电子器件串并联使用时可能出现什么问题及解决方法。

采用多个功率管串联时，应考虑断态时的均压问题。

应在功率管两端并联电阻均衡静态压降，并联RC电路均衡动态压降。

采用多个功率管并联时，应考虑功率管间的均流问题。

在进行并联使用时，应尽选择同一型号且同一生产批次的产品，使其静态和动态特性均比较接近。

其中功率MOSFET沟道电阻具备正温度系数，易于并联。

2.15电力电子器件为什么加装散热器？

与信息系统中的电子器件主要承担信号传输任务不同，电力电子器件处理的功率较大，具有较高的导通电流和阻断电压。

由于自身的导通电阻和阻断时的漏电流，电力电子器件要产生较大的耗散功率，往往是电路中主要的发热源。

为便于散热，电力电子器件往往具有较大的体积，在使用时一般都要安装散热器，以限制因损耗造成的温升。

二、计算题

2.16在题2.16图中，电源电压有效值为20V，问晶闸管承受的正反向电压最高是多少？

考虑安全裕量为2，其额定电压应如何选取？

题2.16图

正反向电压最高是，考虑安全裕量，额定电压选取

2.17如图所示，U为正弦交流电u的有效值，VD为二极管，忽略VD的正向压降及反向电流的情况下，说明电路工作原理，画出通过R1的电流波形，并求出交流电压表V和直流电流表A的读数。

题2.17图

当u>0时，VD正向导通，R2被短路，则流过R1电流i1和R2上电流i2分别为：

当u<0时，VD截止，R1和R2构成串联电路，电流为：

R1上电流波形如图所示，

因为直流电流表测的是电流的平均值，所以电流表A的指示为i2平均值I2d，

设i1的有效值为I1，则：

设电压表V指示有效值为UR1，则：

一、简答题

3.1试简述4种基本DC-DC变换器电路构建的基本思路与方法。

1）Buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路：

①构建Buck型DC-DC电压变换器的基本原理电路，输入电压源Ui通过开关管VT与负载RL相串联。

开关管VT导通时，输出电压等于输入电压，即uo=Ui；开关管VT断开时，输出电压等于零，即uo=0。

输出电压的平均值为Uo=（Ui·ton+0·toff）/T=D·ui,由于D≤1，Uo≤Ui该电路起到了降压变换的基本功能。

电路结构和工作模型见下图。

②Buck型电压变换电路的输出电压呈方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电路的输出端两侧并入滤波电容C。

电路结构见下图。

③由于Uo≤Ui，开关管VT导通时，电压源将对滤波电容C充电，充电电流很大，相当于输入输出被短路，以至于开关管VT所受的电流应力大大增加而损坏。

为了限制开关管VT导通时的电流应力，可将缓冲电感L串入开关管VT的支路中。

电路结构见下图。

④开关管VT关断时缓冲电感L中电流的突变为0，将感应出过电压，使开关管VT的电压应力大大增加，为此需加入续流二极管VD缓冲电感释放能量提供续流回路。

电路结构见下图。

2）boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路

①构建boost型DC-DC电压变换器的基本原理电路，输入电流源Ii通过开关管VT与负载RL相并联。

开关管VT关断时，输出电流等于输入电流，即io=Ii；开关管VT导通时，输出电流等于零，即io＝0。

输出电流的平均值为Io=（0·ton+Ii·toff）/T=（1-D）·Ii,由于1-D≤1，Io≤Ii。

该电路起到了降流变换的基本功能。

电路结构见下图。

②boost型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理电路的输出支路中串入滤波电感L。

电路结构见下图。

③由于Io≤Ii，当的开关管VT断开时，电感L中电流发生突变，将感应出极高的电压，以至于开关管VT所受的电压应力大大增加而损坏。

为了限制开关管VT关断时的电压应力，可将缓冲电容C并入开关管VT的两端。

电路结构见下图。

④开关管VT导通时缓冲电容两端电压由Uo突变为0，将通过VT迅速放电，放电电流很大，使开关管VT的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管VD，阻止缓冲电容放电。

电路结构见下图。

⑤若令变换器电路中的开关管、二极管、电容、电感均为理想无损元件并考虑变换器输入、输出能量的不变性，得uiii＝uoio，则buck型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。

boost型电压变换和buck型电流变换存在功能上的对偶性。

由buck型电流变换器电路可以导出boost型电压变换器。

变换器电路中开关管的开关频率足够高时，buck型电流变换器电路中的输入电流源支路可以用串联大电感的电压源支路取代。

电路结构见下图。

考虑到上述电路中缓冲电容C的稳压作用以及该电路的电压－电压变换功能，输出滤波电感L是冗余元件，可以省略。

缓冲电容的作用变换为输出滤波。

电路结构见下图。

3）boost-buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路

将boost型、buck型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建boost-buck型变换器。

boost-buck型DC-DC电压变换器构建的方法：

①输入级采用boost型电压变换器电路，并将其输出负载省略。

输出级则采用buck型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。

串联boost型电压变换器电路的输出与buck型电压变换器电路的输入。

②若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。

根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。

根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。

使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到boost-buck型DC-DC电压变换器。

4）buck-boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路将buck型、boost型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建buck-boost型变换器。

buck-boost型DC-DC电压变换器构建的方法：

①输入级采用buck型电压变换器电路，并将其输出负载省略。

输出级则采用boost型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。

串联buck型电压变换器电路的输出与boost型电压变换器电路的输入。

②若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。

将VT1、VT2之间的T型储能网络中的电容省略，并合并L1、L2为L12，合并后的VT1、VT2之间的储能电感L12仍能使串联后的两级电压变换器电路正常工作。

根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。

根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个独立的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。

使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到buck-boost型DC-DC电压变换器。

3.2试比较脉冲宽度调制PWM和脉冲频率调制PFM。

脉冲宽度调制（PWM）：

指开关管调制信号的周期固定不变，而开关管导通信号的宽度可调；脉冲频率调制（PFM）：

指开关管导通信号的宽度固定不变，而开关管调制信号的频率可调。

相同点：

脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）都可以调节占空比D（D=ton/T），从而改变电力电子变换器输出电压Uo的大小。

不同点：

脉冲频率调制（PFM）开关管调制信号的频率是变化的，该控制方式下的变换器输出纹波大，输出谐波频谱宽，滤波实现较脉冲宽度调制（