电路网络幅频特性测试仪.docx
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电路网络幅频特性测试仪
电路网络幅频特性测试仪（总22页）
电路网络幅频特性测试仪
1引言
频率特性是一个系统（或网络）对不同频率正弦输入信号的响应特性，电子测量中经常遇到的就是对未知系统或电路网络传输特性的测量，尤其是电路网络幅频特性的测量。
一般情况下，一个系统或电路网络的电路网络幅频特性就能表征其电气性能，如系统固有角频率、系统阻尼率等。
早期,这些网络参数的测试是在固定频率点上逐点手工操作调节进行的,因此测试方法繁琐、效率低下，精度不高,且不直观,有时因取点有误还会得出错误的结果。
而专用测试工具大致可分为两类:
一类是传统设备,如国产的BT4型低频特性测试仪,BT4存在设备体积大（达10余公斤）,易有故障,并且操作复杂等缺点,难以满足尤其是现场自动测试的要求;另一类是采用集数据采集和运算功能于一体的大规模新型芯片技术制造的测试仪,一般为进口产品,价格昂贵，结构复杂,维护困难,体积庞大等缺点。
随着单片微处理器技术的迅猛发展，并在智能仪表中得到了广泛的应用。
软件来代替部分硬件完成频率特性的测试,便成为一种比较理想而有效的途径。
本设计以51单片机为主要控制芯片，借助单片机的内部资源及其数据处理能力，采用大规模直接数字合成（DDS）技术，完成了一款便携式的电路网络幅频特性测试仪。
该设计以触摸屏作为系统输入，以菜单方式切换功能操作，以320*240图形点阵液晶屏作为系统输出，人机界面友好。
本系统在测量频带内，具有测量精度高，测量速度快，显示直观，并对一些测量参量采用实时数字显示。
测试原理
当系统的输入为正弦信号时,则输出的稳态响应也是一个正弦信号,其频率和输入信号的频率相同,但幅度和相位发生了变化,而变化取决于角频率X。
若把输出的稳态响应和输入正弦信号用复数表示,并求它们的复数比,则得下式：
（1-1）
称为频率特性,
是输出信号的幅值与输入信号幅值之比,称为电路网络幅频特性。
是输出信号的相角与输入信号的相角之差,称为相频特性。
其中,电路网络幅频特性是电路网络的一个重要特性,一般情况下一个电路网络的电路网络幅频特性就代表了此电路网络的特性，所以,本文探讨电路网络幅频特性参数的测试。
在实际测量中,用一个随着时间按一定规律,并在一定频率范围内扫动的信号对被测电路网络进行快速、定性或定量的动态测量,给出被测电路网络的电路网络幅频特性实时测量结果。
测量原理见图1-1：
图1-1测量原理
由本系统产生正弦激励信号去激励被网络，通过采集输入被测网络之前的信号幅值与从被测网络出来的信号的幅值，相除得到被测对各频率正弦信号的增益情况，从而得出被测网络的电路网络幅频特性。
国内外研究现状、发展动态
图1-2二阶（绿）、四阶（红）、六阶（蓝）滤波器电路网络幅频特性
目前在教学、科研、生产、生物工程等诸多领域中使用的电路网络幅频特性测试仪一般分为两类：
一类是传统式的频率特性测试仪，其以压控振荡电路产生扫频正弦信号，示波管作为显示器,来直接显示被测电路的电路网络幅频特性曲线，图1-2二阶（绿）、四阶（红）、六阶（蓝）滤波器电路网络幅频特性[1][2][3]。
由于压控震荡器的频率稳定性不好，而且频率分辨率也不高，会对整个测量结果的精度造成较大的影响。
另外示波管的使用，使得整个仪器在外形上显得庞大，笨重，如BT-3GII型的扫频仪重量达到10kg，不方便移动式测量，同时价格昂贵,给使用带来诸多不便。
另外一类是数字式的频率特性测试仪，其以直接数字合成技术（DDS）产生扫频正弦信号，采用点阵液晶作为显示器，由微处理器对数据进行处理及各部分电路的控制。
但此类频率特性测试仪价格昂贵。
本仪器的主要功能和指标
1、扫频范围为10Hz～700KHz;在此范围内可由用户任意设定上下限频率。
2、步长设定为通过键盘可任意设定（1、2、3…n）频率间隔,实现线性增长;3、即可以测试有源四端网络也可以测试无源四端网络。
4、选用320×240图形点阵液晶显示模块,显示测量得到的电路网络幅频特性曲线、汉字、字母、数字、图形等;5、使用液晶触摸屏，使用户方便地设置扫频参数。
6、智能查找某个频点的网络增益，用户通过面板输入要查找的频率，系统就会在电路网络幅频特性曲线上将此点用光标标出，光标所对应的扫频频率及被测网络的增益也会以数字方式显示于高分辨率液晶屏上，光标可通过面板上的“left”“right”按键，实现左右步进移动。
7、最佳的增益控制，系统先通过一次全频的扫频，记录下最大的一次网络增益，然后以为基础，调整增益，以获得最佳的扫频效果。
2设计任务与方案论证
设计任务
表2-1是本系统的主要设计指标。
其中实现测量的精度是本设计最为关键的地方，LCD触摸屏实现人机接口以及电路网络幅频特性曲线的显示是本设计的一个难点。
表2-1设计指标
指标
要求
激励信号波形
正弦波
扫频带宽
10Hz~500KHz
频率步进
可任意输入
测量精度
优于5%
人机接口
LCD触摸屏
显示
LCD菜单式及电路网络幅频特性曲线的显示
电源
自制5V
自制PCB，用C语言编程
系统总方案思路
系统是要将扫频信号作为输入信号激励被测网络，通过峰值检波电路得到输出和输入信号的幅值比关系，经过ADC采样将数据送给处理器进行计算，将处理后的存储并在LCD显示模块将电路网络幅频特性曲线显示出来。
本系统的设计重点是正弦扫频信号发生模块、控制模块、交流信号的幅值测量、电路网络幅频特性曲线的液晶显示模块。
故针对这些模块体提出方案论证和比较。
正弦扫频信号发生模块方案
正弦扫频信号发生器是本设计的核心部分。
要求能产生优于
的频率稳定度，且在10HZ~500KHZ范围内,最小步进是1Hz的步进。
方案一：
采用传统的直接频率合成法合成。
经过混频、倍频、分频网络和带通滤波器完成对频率的算术运算。
但由于采用大量的模拟环节，导致直接频率合成器的结构复杂，体积庞大，成本高，而且容易引入干扰，影响系统的稳定性，难以达到较高的频谱纯度。
方案二：
采用锁相环间接频率合成（PLL）。
虽然具有工作频率高、宽带、频谱质量好的优点，但是由于锁相环本身是一个惰性环节，锁定时间较长，故频率转换时间较长，很难满足系统要求的高速度指标。
另外，由于模拟方法合成的正弦波参数都很难控制，不易实现。
方案三：
采用直接数字式频率合成（DDS）[13][14]。
用随机读/写存储器RAM存储所需波形的量化数据，按不同频率要求，以频率控制字K[10][11]为步进对相位增量进行累加，以累加相位值作为地址码读取存放在存储器内的波形数据，经过D/A转换和幅度控制，再滤波即可得到所需波形。
由于DDS具有带宽很宽，频率转换时间极短（小于20μs），频率分辨率高，全数字化结构便于集成等优点，以及输出相位连续，频率、相位和幅度均可实现程控，完全可以满足本题目的要求。
DDS有着较多的优点，但是DDS技术也有内在的缺陷——杂散噪声[9]。
为了全面实现题目的要求，选择最合适的三号方案，使用高性能的DDS集成芯片AD9851作为正弦波扫频信号发生器的核心，实现高速、高精度、高稳定性的正弦信号输出。
控制模块方案
方案一：
用AT89C52单片机[4][6][7]为系统的主控核心。
单片机具积小，使用灵活，布尔运算易于人机对话和良好的数据处理，有较强的指令寻址和运算功能。
而且单片机的功耗低，价格低廉。
方案二：
用FPGA等可编程器件作为控制模块的核心。
FPGA可以实现各种复杂的逻辑功能，规模大，密度高，他将所有器件集成在一快芯片上，减小了体积增加了稳定性，并且可应用EDA软件仿真、调试，易于进行功能扩展。
FPGA采用并行的输入/输出方式，提高了系统的处理速度，适合作为大规模实时系统的控制核心。
其工作为纯软件行为，全部由程序来控制，具有快速、可靠性高等优点。
就FPGA的制造工艺而言，FPGA掉电后数据会丢失，上电后必须进行一次配置，因此FPGA在应用中需要配置电路和一定的程序，并且FPGA器件作为一个数字逻辑器件，竞争和冒险正是数字逻辑器件较为突出的问题，因此在使用时必须注意毛刺的消除及抗干扰性，从而增大了电路或程序的复杂程度和可实施性。
采用单片机作为控制器比FPGA更适合本系统的规模。
充分考虑到综合性价比和控制的方便程度，确定选择方案一作为系统的控制核心模块方案。
交流信号幅值测量方案
方案一：
采用真有效值转换芯片（如AD637），将输入信号转换成有效值的形式输出，供后级的A/D采样。
此种方案的测量精度较高，但由于有效值转换芯片转换的过程相对较长（一般为几十到几百个mS），对于幅频特性，需要采集很多个点，此种方案的测量过程将是很长的。
方案二：
采用峰值保持电路，这种方案只要输入信号的第一个峰到便将这个信号的峰值记录下来。
对于频率为f的一个信号，那么采用此方案记录到峰值的最长时间为输入信号的一周期T=1/f，由公式上可以看出当输入信号的频率越高采集到峰值信号的时间将越短。
综合所有的因素，采用方案二更适合本设计。
显示模块方案
方案一：
采用LED数码管显示。
虽然功耗低，控制简单，但显示能力有限，人机界面较差。
方案二：
采用和点阵型LCD高分辨率液晶屏显示。
可以显示所有字符及自定义字符，并能同时显示多组数据、汉字，字符清晰。
由于自身具有控制器，不但可以减轻单片机的负担，而且可以实现菜单驱动方式的显示效果，实现编辑模块全屏幕编辑的功能，达到友好的人机界面。
用LCD显示，能解决LED只能显示数字等几个简单字符的缺点，性能好，控制方便，显示方式多。
方案三：
采用LCD触摸屏显示。
在高分辨率液晶屏基础上增加触摸面板，虽然成本较高，但可以更直接地在屏幕上对各参量进行控制，将输入界面和输出界面一体化，使人机界面更加优秀。
经过权衡，采用方案三对输出的电路网络幅频特性进行波形显示。
方案确定
经过仔细分析和论证，确定系统各模块最终方案如下，如图表22：
表22主要器件选用清单
功能
选用的器件
控制
单片机AT89C55WD
扫频信号
DDS芯片AD9851+30MHz有源晶振
峰值保持电路
LF398+比较器LM311
模/数转换芯片
12位A/D芯片MAX197
人机接口模块
液晶触摸屏
3 单元电路设计
总体设计方案论证
根据题目要求，本系统由一片AT89C55控制AD9851的32位频率控制字[5]，产生正弦扫频信号。
为了得被测网络的到电路网络幅频特性，将输入信号和输出信号分别经过峰值检波网络检测峰值，得到两路信号
和
的峰值。
由高速12位AD转换器MAX197将采集到的这两路模拟直流信号转换成数字值由AT89C52处理并存储，经过计算得到被测网络的电路网络幅频特性，最后将此电路网络幅频特性在LCD显示屏上显示出来。
对整个系统参数的设置及数据的显示都由触摸显示屏实现。
系统框图如图3-1所示
图3-1系统组成框图
AD9851扫频信号发生器模块
DDS扫频信号源原理
扫频法是频率特性测量的两种经典方法之一，与点频逐点调整信号发生器不同，它是利用扫频信号发生器输出自动连续变化的频率信号，对被测系统进行动态式的扫频测量，它简单快捷，可以方便地测量系统的频率特性、动态特性等。
但就几种常用扫频法横向比较而言，传统采用磁调电感、变容二极管、反波管和钇铁石榴石（YIG）谐振器来实现扫频还是难以达到高指标的扫频速度、频率准度。
频率合成技术特别是DDS技术用于扫频信号源中，使其频率准确度大幅提高。
可编程DDS系统原理如图3-2所示。
图3-2DDS基本原理图
DDS是采用纯数字化的方法，将所需的正弦波形一个周期的离散采样点的幅值存储在ROM或RAM中，再按一定的相位增量（地址间隔）读出，经过D/A转换后，成为模拟正弦波信号。
若
为DDS的时钟频率，N为相位累加器的位数，M为相位累加器的增量，则输出频率
可表示为：
（3-1）
若地址增量M不是定值，而是随时间增长，即可获得频率由低变高的扫频信号。
DDS[13]14]的输出频率和相位由控制字决定，而改写控制字可以瞬间完成，因此可以实现快速调频和调相。
正弦扫频信号发生电路设计
AD9851是AD公司推出的具有高集成度DDS电路的器件,它内部包含高速D／A转换器及高速比较器。
AD9851是产生扫频信号的核心器件，下面就该芯片的特性和工作方式作一些说明。
（1）AD9851的主要特性
外接精密时钟源时，AD9851可以产生一个频谱纯净、频率和相位都可以编程控制且稳定性很好的模拟正弦波，AD9851主要特性如下：
（1）单电源工作（+2．7～+5．25V）；
（2）工作温度范围45℃～85℃；
（3）低功耗，在180MHz系统时钟下,功率为555mW。
电源设置有休眠状态，在该状态下，功率为4mW；
（4）接口简单，可用8位并行口或串行口直接输入频率、相位控制数据；
（5）内含6倍参考时钟倍乘器。
可避免对外部高速参考时钟振荡器的需要，减小了由于外部频率源过高而可能产生的相位噪声；
（6）频带宽，正常输出工作频率范围为0～72MHz；
（7）频率分辨率高，其创新式高速DDS码可接受32位调频字，使得它在180MHz系统时钟下输出频率的精度可达；
（8）相位可调，可接收来自单片机的5位相位控制字。
（2）AD9851的控制方式
AD9851内部有5个输入寄存器，储存包括来自外部数据总线的32位频率控制字、5位相位控制字、一位6倍参考时钟倍乘器使能控制、一位电源休眠功能控制和一位逻辑0共40位数据。
寄存器接收数据的方式有并行和串行两种方式。
本设计中采用并行方式，时序图如图3-3所示:
图3-3AD9851并行方式时序图
并行方式是通过8位数据总线D0～D7来完成全部40位控制数据的输入。
复位信号RESET有效会使输入数据地址指针指向第一个输入寄存器，W_CLK上升沿写人第一组8位数据，并把指针指向下一个输入寄存器，连续5个W_CLK上升沿后，即完成全部40位控制数据的输入，此后W_CLK信号的边沿无效。
当FQ_UD上升沿到来之际40位数据会从输入寄存器被写入频率和相位控制寄存器，更新DDS的输出频率和相位，同时把地址指针复位到第一个输入寄存器，等待着下一组新数据的写入。
AD9851与单片机接口电路设计
AD9851为28引脚表帖元件，本设计中应用到的引脚功能如下表所示。
表3-1AD9851部分引脚功能表
引脚号
引脚名
功能描述
4～1，28～25
D0～D7
8位数据输入口。
可给内部寄存器装入4O位控制数据
5
PGND
6倍参考时钟倍乘器地
6
PVCC
6倍参考时钟倍乘器电源
7
W_CLK
字装入信号，上升沿有效。
8
FQ_UD
频率更新控制信号，时钟上升沿确认输入数据有效。
9
REFCLOCK
外部参考时钟输入。
CMOS／TTL脉冲序列可直接或间接地加到6倍参考时钟倍乘器上，在直接方式中，输入频率即是系统时钟；在6倍参考时钟倍乘器方式中，系统时钟为倍乘器输出。
10
AGND
模拟地
11
AVDD
模拟电源（+5V）
24
DGND
数字电源（+5V）
23
DVDD
数字地
12
Rset
DAC外部复位连接端
22
RESET
复位端，低电平清除DDS累加器和相位延迟器为0Hz和0°相位，同时置数据输入为串行模式以及禁止6倍参考时钟倍乘器工作
AD9851可以直接与单片机接口。
为增加驱动能力，在他们之间增加一个74LS245作为数据缓冲器。
AD9851的8位数据线D0～D7和单片机P0口相连。
～分别与FQ_UD、W_CLK、245的使能端（低电平有效）、RESET端相连，REFCLOCK连到30M晶振上。
应用电路如图所示:
图3-3AD9851接口电路图
AD9851工作原理
在产生扫频信号时，30MHz晶振经过6倍频产生180MHz的系统时钟，与之同步的W_CLK字将输入信号将描述频率步进量的32位频率控制字通过P0口传给AD9851的输入寄存器，设频率步进量为
，频率控制字的值为M，由式得：
（3-2）
因为
，M在1～
范围内变化，所以
理论上可以取到～180MHz内的数值，但由于ROM中的幅值表实际上只存储1024个数据，当M=
时有：
（3-3）
此时满刚好足采样定理
，所以当M超过
时的频率步进量不应该采用。
故频率步进量范围为～90KHz。
这样就能产生频率步进量可变的扫频信号。
因为题目要求的频率步进最小为1Hz，由上面的范围可知，显然可以满足这个指标。
例如，当想得到频率以10Hz步进的扫频信号时，则其做法为：
将10Hz频率控制字送给AD9851的输入寄存器后，通过相位累加器输出，第一次的输出频率值
=10Hz，并且保存此时的频率值。
第二次在此此基础上加上一个频率步进量（这里为10Hz）再将相加后的频率控制字送给AD9851的相位累加器，这样第二次输的频率值
=20Hz，以此类推，每个时钟脉冲都进行一次累加，输出频率随时间线性增加，达到扫频的效果。
交流信号幅度检测电路的设计
采用峰值检波的方法来检测输入扫频信号和输出信号的幅值。
选用LF398构成采样-保持电路，对输入和输出信号进行采样，筛选出峰值并予以保持。
LF398捕获时间
，孔径时间
，故孔径误差小，可以满足本设计的要求。
电路接线如图3-4所示。
图3-4峰值检波电路图
图中LF398的第8个引脚为采样-保持器的控制脚，输入高电平时，芯片工作在采样状态，输入为低电平时，芯片工作在保持状态。
由于回路阻抗很大，所以保持功能很强。
电路的保持功能是依靠7脚和6脚之间的电容
对3脚输入电压
的充电实现的。
在这里
采用绝缘电阻大、漏电速度慢的胆电容，这样，每两次检测到峰值的时间间隔内，电容的漏电量几乎可以忽略不计。
并且同时采用重复检测峰值的方法补充电容的漏电，以保证低频段内的电容采样电压的稳定。
由LM311构成比较器电路，将输入端电压
和输出端电压
进行比较。
如果
，即后采样进来的电压比前一次采样的大，则8脚为高电平，芯片继续采样，如果
，即后采样到的电压比前一次小，则说明前一次检测到的是峰值。
8脚为低电平，予以保持。
在设计时，为了滤除杂波干扰，避免由于因错误锁定干扰波的峰值造成的误差，采用重复检测的方法，每次一检测到峰值，就将
储存的电荷释放掉，下一次重新充电。
通过将基极与单片机I/0口相连，控制三极管的通断，来控制电容的充放电。
最终采集到的稳定的波形峰值电压。
A/D转换模块的设计
A/D转换模块采用MAXIM公司出品的MAX197芯片，它是8通道、12位A/D转换器，有标准的微机接口。
三态数据I/0口用做8位数据总线，数据总线的时序与绝大多数通用的微处理器兼容。
全部逻辑输入和输出与TTL/CMOS电平兼容。
转换时间为6μs，可以满足本设计要求。
MAX197采用逐次逼近工作方式，内部的输入跟踪/保持电路吧模拟信号转换为12位数字量输出，其并行输出口很容易与单片机接口。
进行数据采集时，单片机通过对MAX197发送控制字来实现通道的选择和采样方式的选择。
MAX197的控制字如表3-2所示
表3-2MAX197控制字
D7
D6
D5
D4
D3
D2
D1
D0
PD1
PD0
ACQMOD
RNG
BIP
A2
A1
A0
PD1\PD0设为01，正常工作，内部时钟模式。
ACQMOD设为0，选择内部控制采集，此方式产生一个脉冲初始化采集间隔，当6个时钟周期采集间隔结束时转换开始。
PNG/BIP是选择输入端的满量程电压范围，设为00，输入范围为0～5V。
A2、A1、A0选择多路输入/输出，设为000、001、010，选择CH0、CH1、CH2分别作为两路幅值信号，一路相位信号的输出。
接口电路图如图3-5所示。
图3-5MAX197接口电路图
触摸屏模块的设计
触摸屏原理
电阻式触摸屏[12]是一种多层的复合膜，由透明导体层、隔离层和电极三部分组成两层透明导体层之间有许多细小的透明隔离点把他们隔开。
如图3-6所示：
图3-6触摸屏结构图
当手指触摸屏幕时，平常绝缘的两层导电层在触摸点就形成了一个接触，当系统检测到这个接触后，其中一面导电层接通Y轴方向的5V均匀电压场，另一导电层将接触点的电压引至AT89C52进行A/D转换，再将获取的电压值于5V作比较，即得出触摸点的Y轴坐标，同理也可以得出X轴的坐标。
如图3-6所示
图3-6触摸屏电阻网络示意图
触摸屏的控制实现
（1）ADS7843的基本特性和引脚功能
ADS7843是一个内置12位模数转换、低导通电阻模拟开关的串行接口芯片。
供电电压～5V，参考电压
为1V～+Vcc，转换电压的输入范围为0～
，最高转换速率为125KHz。
ADS7843的引脚功能如表3-3所示：
表3-3ADS7843引脚功能表
引脚号
引脚名
功能描述
1，10
+Vcc
供电电源～5V
2，3
X+，Y+
接触摸屏正电极，内部A/D通道
4，5
X-，Y-
接触摸屏负电极
6
GND
电源地
7，8
IN3，IN4
两个附属A/D输入通道
9
VREF
A/D参考电压输入
11
PENIRQ
中断输出（须外拉10KΩ或100KΩ电阻）
12，14，16
DOUT，DIN，DCLK
串行口引脚，在时钟下降沿数据输出，上升沿输入
13
BUSY
忙指示，低电平有效
15
CS
片选
（2）ADS7843的模式选择
ADS7843有差分（Differential）和单端（Single-EndedMode）两种工作模式。
单端模式参考电压固定为
，差分模式参考电压来自驱动电极。
如果使用单端模式，那么驱动电压的导通压降将导致转换输入数据的错误。
而如果配置为差分模式，则可避免上述错误。
差分模式如图3-7所示：
图3-7差分模式示意图
差分模式下内部开关状况如表3-4所示。
表3-4差分模式下内部开关状态表
A2
A1
A0
X+
Y+
IN3
IN4
-IN
X开关
Y开关
+REF
-REF
0
0
1
+IN
-Y
OFF
ON
+Y
-Y
1
0
1
+IN
-X
ON
OFF
+X
-X
0
1
0
+IN
GND
OFF
OFF
GND
1
1
0
+IN
GND
OFF
OFF
GND
（3）ADS7843的控制字和数据传输格式
ADS7843的控制字如表3-5所示。
表3-5ADS7843控制字
Bit7（MSB）
Bit6
Bit5
Bit4
Bit3
Bit2
Bit1
Bit0
S
A2
A1
A0
MODE
PD1
PD0
其中S为数据传输起始标志位，该位必为“1”。
A2～A0进行通道选择（见表3-4）。
MODE用来选择A/D转换精度，“1”选择8位，“0”选择12位。
选择参考电压的输入模式，“0”为差分输入模式，“1”为单端模式。
PD1、PD0选择省电模式：
“00”省电模式允许，在两次A/D转换之间掉电，且中断允许；“01”同“00”，只是不允许中断；“10”保留；“11”禁止省电模式。
为
升级会员 